JPH10271088A - 受信装置 - Google Patents
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- JPH10271088A JPH10271088A JP9075669A JP7566997A JPH10271088A JP H10271088 A JPH10271088 A JP H10271088A JP 9075669 A JP9075669 A JP 9075669A JP 7566997 A JP7566997 A JP 7566997A JP H10271088 A JPH10271088 A JP H10271088A
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- signal
- digital
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 第１及び第２の自動利得制御手段それぞれの
可変利得増幅器の利得の急激な上昇による、直交周波数
分割多重被変調信号のフレームのヌルシンボルの期間に
おける高速フーリエ変換手段よりのノイズの発生を軽減
する。 【解決手段】 ヌル検出器１７によってヌルシンボル期
間が検出されたときは、そのヌル検出器１７よりの検出
出力によって、第１及び第２の自動利得制御手段（１
４、１６）；（２４、２８）の応答速度を低速に制御す
る。
可変利得増幅器の利得の急激な上昇による、直交周波数
分割多重被変調信号のフレームのヌルシンボルの期間に
おける高速フーリエ変換手段よりのノイズの発生を軽減
する。 【解決手段】 ヌル検出器１７によってヌルシンボル期
間が検出されたときは、そのヌル検出器１７よりの検出
出力によって、第１及び第２の自動利得制御手段（１
４、１６）；（２４、２８）の応答速度を低速に制御す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、周波数成分が互い
に直交関係にある複数のキャリアを用いて信号を変調し
た直交周波数分割多重被被変調信号の受信装置に関す
る。
に直交関係にある複数のキャリアを用いて信号を変調し
た直交周波数分割多重被被変調信号の受信装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】それぞれ周波数が異なる複数のキャリア
を用いてデータを変調した被変調信号を復調する復調装
置として、ヨーロッパで行われているＤＡＢ（Digital
AudioBroadcasting: デジタル音声放送）等で採用され
ているＯＦＤＭ（OrthogonalFrequency Division Multi
plex：直交周波数分割多重) 被変調信号（以下単に、Ｏ
ＦＤＭ被変調信号と言う）の復調装置が提案されてい
る。
を用いてデータを変調した被変調信号を復調する復調装
置として、ヨーロッパで行われているＤＡＢ（Digital
AudioBroadcasting: デジタル音声放送）等で採用され
ているＯＦＤＭ（OrthogonalFrequency Division Multi
plex：直交周波数分割多重) 被変調信号（以下単に、Ｏ
ＦＤＭ被変調信号と言う）の復調装置が提案されてい
る。
【０００３】このＯＦＤＭ変調は、周波数成分が互いに
直交関係にある多数のキャリアを用いる被変調信号で、
音声データ等のデータを符号化し、その符号化されたデ
ータを各キャリアに割り当てることによって、各キャリ
アを変調し、各被変調キャリアからなる周波数領域のデ
ジタル信号を、逆高速フーリエ変換することによって、
時間領域のデジタル信号に変換し、その時間領域のデジ
タル信号をＤ／Ａ変換するようにしている。復調側で
は、かかるＯＦＤＭ被変調信号をＡ／Ｄ変換し、そのＡ
／Ｄ変換された信号を高速フーリエ変換すれば、各キャ
リアに割り当てられた符号化されたデータが得られる。
直交関係にある多数のキャリアを用いる被変調信号で、
音声データ等のデータを符号化し、その符号化されたデ
ータを各キャリアに割り当てることによって、各キャリ
アを変調し、各被変調キャリアからなる周波数領域のデ
ジタル信号を、逆高速フーリエ変換することによって、
時間領域のデジタル信号に変換し、その時間領域のデジ
タル信号をＤ／Ａ変換するようにしている。復調側で
は、かかるＯＦＤＭ被変調信号をＡ／Ｄ変換し、そのＡ
／Ｄ変換された信号を高速フーリエ変換すれば、各キャ
リアに割り当てられた符号化されたデータが得られる。
【０００４】ＤＡＢにおけるＯＦＤＭ変調では、２ビッ
トデータに１つのキャリアを割り当てることによって、
各キャリアはＱＰＳＫ（Qaudrature Phase Sift Keyin
g: 直角位相偏移変調）変調されるので、この変調をＯ
ＦＤＭ−ＱＰＳＫと呼んでいる。
トデータに１つのキャリアを割り当てることによって、
各キャリアはＱＰＳＫ（Qaudrature Phase Sift Keyin
g: 直角位相偏移変調）変調されるので、この変調をＯ
ＦＤＭ−ＱＰＳＫと呼んでいる。
【０００５】ＯＦＤＭ変調では、高速フーリエ変換のポ
イント数はキャリアの数に対応し、ＤＡＢ規格ではモー
ドによって数が異なり、モード１では１５３６、モード
２では３８４、モード３では１９２、モード４では７６
８である。従って、例えば、モード１の場合、ＯＦＤＭ
変調によって、２（ビット）×１５３６＝３０７２（ビ
ット）のデータの伝送が可能となる。この伝送単位をシ
ンボルと呼んでいる。又、モード１、２、４の場合は、
このシンボルが７６個集まったものがフレームと呼ば
れ、モード３の場合は、このシンボルが１５３個集まっ
たものがフレームと呼ばれる。尚、１フレーム内のシン
ボルの個数には、ヌルシンボルは入っていない。
イント数はキャリアの数に対応し、ＤＡＢ規格ではモー
ドによって数が異なり、モード１では１５３６、モード
２では３８４、モード３では１９２、モード４では７６
８である。従って、例えば、モード１の場合、ＯＦＤＭ
変調によって、２（ビット）×１５３６＝３０７２（ビ
ット）のデータの伝送が可能となる。この伝送単位をシ
ンボルと呼んでいる。又、モード１、２、４の場合は、
このシンボルが７６個集まったものがフレームと呼ば
れ、モード３の場合は、このシンボルが１５３個集まっ
たものがフレームと呼ばれる。尚、１フレーム内のシン
ボルの個数には、ヌルシンボルは入っていない。
【０００６】ＤＡＢ信号は、現在のところ、モード１、
２、３、４の信号が知られている。ＤＡＢ信号では、基
本周期として、Ｔ（＝１／２０４８ＭＨｚ＝０．４８８
２８sec ）が定められている。ここでは、モード１のＤ
ＡＢ信号を代表して図５に示す。図５では、この基本周
期Ｔと、時間とが併記されている。モード１のＤＡＢ信
号の１フレームは、１９６６０８Ｔ（＝９６ｍsec ）
で、継続時間が２６５６Ｔ（＝１．２９７ｍsec ）の１
個のヌルシンボル（シンボル番号ｌ＝０）と、それに続
く継続時間が共に２５５２Ｔ（＝１．２４６ｍsec ）の
７６個のシンボル（シンボル番号ｌ＝１〜７６）から構
成されている。
２、３、４の信号が知られている。ＤＡＢ信号では、基
本周期として、Ｔ（＝１／２０４８ＭＨｚ＝０．４８８
２８sec ）が定められている。ここでは、モード１のＤ
ＡＢ信号を代表して図５に示す。図５では、この基本周
期Ｔと、時間とが併記されている。モード１のＤＡＢ信
号の１フレームは、１９６６０８Ｔ（＝９６ｍsec ）
で、継続時間が２６５６Ｔ（＝１．２９７ｍsec ）の１
個のヌルシンボル（シンボル番号ｌ＝０）と、それに続
く継続時間が共に２５５２Ｔ（＝１．２４６ｍsec ）の
７６個のシンボル（シンボル番号ｌ＝１〜７６）から構
成されている。
【０００７】シンボル番号ｌ＝１〜７６のシンボルは、
それぞれその始めの部分の継続時間が５０４Ｔ（＝２４
６μsec ）のガードインターバルと、それに続く継続時
間が２０４８Ｔ（＝１ｍsec ）の有効シンボルから構成
されている。シンボル番号ｌ＝１〜７６の各シンボルの
有効シンボルには、ｋ＝１５３６個の互いに周波数を異
にするマルチキャリアが含まれている。０で示されるキ
ャリアが中心周波数のキャリア（そのキャリアの周期が
Ｔである）、１５３６／２（＝７６６）で示されるキャ
リアが最高周波数のキャリア、−１５３６／２（＝−７
６６）で示されるキャリアが最低周波数のキャリアであ
る。１シンボルのデータ量は、１５３６波あり、そのデ
ータ量は１５３６×２ｂｉｔｓ、４８ＣＵ（キャパシテ
ィユニット）×６４ｂｉｔｓある。
それぞれその始めの部分の継続時間が５０４Ｔ（＝２４
６μsec ）のガードインターバルと、それに続く継続時
間が２０４８Ｔ（＝１ｍsec ）の有効シンボルから構成
されている。シンボル番号ｌ＝１〜７６の各シンボルの
有効シンボルには、ｋ＝１５３６個の互いに周波数を異
にするマルチキャリアが含まれている。０で示されるキ
ャリアが中心周波数のキャリア（そのキャリアの周期が
Ｔである）、１５３６／２（＝７６６）で示されるキャ
リアが最高周波数のキャリア、−１５３６／２（＝−７
６６）で示されるキャリアが最低周波数のキャリアであ
る。１シンボルのデータ量は、１５３６波あり、そのデ
ータ量は１５３６×２ｂｉｔｓ、４８ＣＵ（キャパシテ
ィユニット）×６４ｂｉｔｓある。
【０００８】シンボル番号ｌ＝１〜７６のシンボルの全
体がＯＦＤＭ（オーソゴナルフリケンシディビジョンマ
ルチプレクス：直交周波数分割多重）シンボルと称され
ている。
体がＯＦＤＭ（オーソゴナルフリケンシディビジョンマ
ルチプレクス：直交周波数分割多重）シンボルと称され
ている。
【０００９】例えば、モード１の場合を例にとれば、シ
ンボル番号ｌ＝０のヌルシンボル、Ｉ＝１のシンボルは
ＴＦＰＲシンボル（時間周波数位相基準シンボル）とそ
れぞれ呼ばれ、これた２つのシンボルは、シンクロナイ
ゼイションチャンネル（同期チャンネル）と呼ばれてい
る。シンボル番号Ｉ＝２〜４はＦＩＣ｛ファスト（高
速）インフォメーションチャンネル｝と呼ばれ、ＦＩＣ
全体は１２個のＦＩＢ（ファストインフォメーションブ
ロック）に分割される。残りのシンボル番号ｌ＝５〜７
６は４つのＣＩＦ（コモンインターリーブドフレーム）
と呼ばれるものに分割される。
ンボル番号ｌ＝０のヌルシンボル、Ｉ＝１のシンボルは
ＴＦＰＲシンボル（時間周波数位相基準シンボル）とそ
れぞれ呼ばれ、これた２つのシンボルは、シンクロナイ
ゼイションチャンネル（同期チャンネル）と呼ばれてい
る。シンボル番号Ｉ＝２〜４はＦＩＣ｛ファスト（高
速）インフォメーションチャンネル｝と呼ばれ、ＦＩＣ
全体は１２個のＦＩＢ（ファストインフォメーションブ
ロック）に分割される。残りのシンボル番号ｌ＝５〜７
６は４つのＣＩＦ（コモンインターリーブドフレーム）
と呼ばれるものに分割される。
【００１０】ところで、ＤＡＢ信号の各シンボルの継続
時間はモードによって異なり、モード２の各シンボルの
継続時間はモード１の各シンボルの継続時間の１／４、
モード３の各シンボルの継続時間はモード１の各シンボ
ルの継続時間の１／８、モード４の各シンボルの継続時
間はモード１の各シンボルの継続時間の１／２である。
時間はモードによって異なり、モード２の各シンボルの
継続時間はモード１の各シンボルの継続時間の１／４、
モード３の各シンボルの継続時間はモード１の各シンボ
ルの継続時間の１／８、モード４の各シンボルの継続時
間はモード１の各シンボルの継続時間の１／２である。
【００１１】即ち、ヌルシンボルを除くシンボルの継続
時間は、モード１では上述したように、２５５２Ｔ（＝
１．２４６ｍsec ）であるが、モード２では６３８Ｔ
（＝２５５２Ｔ／４）｛＝３１２μsec （＝１．２４６
ｍsec ／４）｝、モード３では３１９Ｔ（＝２５５２Ｔ
／８）｛＝１５６μsec （＝１．２４６ｍsec ／
８）｝、モード４では１２７６Ｔ（＝２５５２Ｔ／２）
｛＝６２３μsec （＝１．２４６ｍsec ／２）｝であ
る。
時間は、モード１では上述したように、２５５２Ｔ（＝
１．２４６ｍsec ）であるが、モード２では６３８Ｔ
（＝２５５２Ｔ／４）｛＝３１２μsec （＝１．２４６
ｍsec ／４）｝、モード３では３１９Ｔ（＝２５５２Ｔ
／８）｛＝１５６μsec （＝１．２４６ｍsec ／
８）｝、モード４では１２７６Ｔ（＝２５５２Ｔ／２）
｛＝６２３μsec （＝１．２４６ｍsec ／２）｝であ
る。
【００１２】又、ヌルシンボルを除くシンボル内の有効
シンボルの継続時間τ／ｎは、モード１では上述したよ
うに２０４８Ｔ（＝１ｍsec ）、モード２では５１２Ｔ
（＝２０４８Ｔ／４）｛＝２５Ｏμsec （＝１ｍsec ／
４）｝、モード３では２５６Ｔ（＝２０４８Ｔ／８）
｛＝１２５μsec （＝１ｍsec ／８）｝、モード４では
１０２４Ｔ（＝２０４８／２）｛＝５００μsec （１ｍ
sec ／２）｝である。
シンボルの継続時間τ／ｎは、モード１では上述したよ
うに２０４８Ｔ（＝１ｍsec ）、モード２では５１２Ｔ
（＝２０４８Ｔ／４）｛＝２５Ｏμsec （＝１ｍsec ／
４）｝、モード３では２５６Ｔ（＝２０４８Ｔ／８）
｛＝１２５μsec （＝１ｍsec ／８）｝、モード４では
１０２４Ｔ（＝２０４８／２）｛＝５００μsec （１ｍ
sec ／２）｝である。
【００１３】更に、ヌルシンボルを除くシンボル内のガ
ードインターバルの時間は、モード１では５０４Ｔ（＝
２４６μsec ）、モード２では１２６Ｔ（＝５０４Ｔ／
４）｛＝６１．５μsec （＝２４６μsec ／４）｝、モ
ード３では６３Ｔ（＝５０４Ｔ／８）｛＝３０．７５μ
sec （＝２４６μsec ／８）｝、モード４では２５２Ｔ
（＝５０４Ｔ／２）｛＝１２３μsec （＝２４６μsec
／２）｝である。
ードインターバルの時間は、モード１では５０４Ｔ（＝
２４６μsec ）、モード２では１２６Ｔ（＝５０４Ｔ／
４）｛＝６１．５μsec （＝２４６μsec ／４）｝、モ
ード３では６３Ｔ（＝５０４Ｔ／８）｛＝３０．７５μ
sec （＝２４６μsec ／８）｝、モード４では２５２Ｔ
（＝５０４Ｔ／２）｛＝１２３μsec （＝２４６μsec
／２）｝である。
【００１４】以下に、図３及び図４を参照して、従来の
デジタル音声放送（ＤＡＢ）受信機について説明する。
図３はＤＡＢ受信機の大まかな回路構成を示し、図４は
そのＤＡＢ受信機の詳細な回路構成を示す。図３を参照
するに、受信アンテナ１によって受信された１．４ＧＨ
ｚ帯の高周波受信信号が、Ｌバンドコンバータ２に供給
されて、２００ＭＨｚ帯の高周波受信信号に周波数変換
された後、フロントエンド１１に供給される。Ｌバンド
コンバータ２からの２００ＭＨｚ帯の高周波信号又は受
信アンテナ１０からの７９〜２００ＭＨｚ帯の高周波受
信信号が、フロントエンド１１に供給されて、中間周波
信号に周波数変換される。この中間周波信号は、チャン
ネルデコーダ２９に供給されてデコードされる。
デジタル音声放送（ＤＡＢ）受信機について説明する。
図３はＤＡＢ受信機の大まかな回路構成を示し、図４は
そのＤＡＢ受信機の詳細な回路構成を示す。図３を参照
するに、受信アンテナ１によって受信された１．４ＧＨ
ｚ帯の高周波受信信号が、Ｌバンドコンバータ２に供給
されて、２００ＭＨｚ帯の高周波受信信号に周波数変換
された後、フロントエンド１１に供給される。Ｌバンド
コンバータ２からの２００ＭＨｚ帯の高周波信号又は受
信アンテナ１０からの７９〜２００ＭＨｚ帯の高周波受
信信号が、フロントエンド１１に供給されて、中間周波
信号に周波数変換される。この中間周波信号は、チャン
ネルデコーダ２９に供給されてデコードされる。
【００１５】チャンネルデコーダ２９からのデコード出
力は、ソースデコーダ３８に供給されてデコードされ、
これよりデジタル音声信号が得られる。又、チャンネル
デコーダ２９からのデコード出力は、データデコーダ３
９に供給されてデコードされ、これよりデジタル音声信
号以外のデータが得られる。ソースデコーダ３８からの
デジタル音声信号は、Ｄ／Ａ変換器４０に供給されてア
ナログ音声信号に変換され、そのアナログ音声信号が低
周波増幅器４１を通じてスピーカ４２に供給される。
力は、ソースデコーダ３８に供給されてデコードされ、
これよりデジタル音声信号が得られる。又、チャンネル
デコーダ２９からのデコード出力は、データデコーダ３
９に供給されてデコードされ、これよりデジタル音声信
号以外のデータが得られる。ソースデコーダ３８からの
デジタル音声信号は、Ｄ／Ａ変換器４０に供給されてア
ナログ音声信号に変換され、そのアナログ音声信号が低
周波増幅器４１を通じてスピーカ４２に供給される。
【００１６】システム制御装置４３はフロントエンド１
１、チャンネルデコーダ２９、ソースデコーダ３８及び
データデコーダ３９を制御する。
１、チャンネルデコーダ２９、ソースデコーダ３８及び
データデコーダ３９を制御する。
【００１７】図４を参照するに、Ｌバンドコンバータ２
では、受信アンテナ１よりの１．４ＧＨｚ帯の高周波受
信信号が、高周波増幅器３に供給されて増幅され、その
増幅出力が可変利得増幅器４に供給されて増幅される。
この可変利得増幅器４の利得は、ＡＧＣ（自動利得制御
器）６よりの制御信号によって制御される。可変利得増
幅器４よりの高周波信号が周波数変換器５に供給され
る。基準発振器９よりの１７．９２ＭＨｚの基準発振信
号がＰＬＬ（フェーズロックドループ）回路７に供給さ
れ、ＰＬＬ回路７よりの周波数制御信号がＶＣＯ（電圧
制御発振器）８に供給され、ＶＣＯ８よりの１．２ＧＨ
ｚの局部発振信号が周波数変換器５に供給されて、可変
利得増幅器４から周波数変換器５に供給される１．４Ｇ
Ｈｚ帯の高周波信号が、２００ＭＨｚ帯の高周波信号に
周波数変換される。この２００ＭＨｚ帯の高周波受信信
号がＡＧＣ６に供給されて、可変利得増幅器４に供給さ
れる利得制御信号が生成される。
では、受信アンテナ１よりの１．４ＧＨｚ帯の高周波受
信信号が、高周波増幅器３に供給されて増幅され、その
増幅出力が可変利得増幅器４に供給されて増幅される。
この可変利得増幅器４の利得は、ＡＧＣ（自動利得制御
器）６よりの制御信号によって制御される。可変利得増
幅器４よりの高周波信号が周波数変換器５に供給され
る。基準発振器９よりの１７．９２ＭＨｚの基準発振信
号がＰＬＬ（フェーズロックドループ）回路７に供給さ
れ、ＰＬＬ回路７よりの周波数制御信号がＶＣＯ（電圧
制御発振器）８に供給され、ＶＣＯ８よりの１．２ＧＨ
ｚの局部発振信号が周波数変換器５に供給されて、可変
利得増幅器４から周波数変換器５に供給される１．４Ｇ
Ｈｚ帯の高周波信号が、２００ＭＨｚ帯の高周波信号に
周波数変換される。この２００ＭＨｚ帯の高周波受信信
号がＡＧＣ６に供給されて、可変利得増幅器４に供給さ
れる利得制御信号が生成される。
【００１８】フロントエンド１１では、Ｌバンドコンバ
ータ２からの２００ＭＨｚ帯の高周波信号又は受信アン
テナ１０からの７９〜２００ＭＨｚ帯の高周波受信信号
が、バンドパスフィルタ１３に供給されて、２００ＭＨ
ｚ帯の高周波信号又は７９〜２００ＭＨｚ帯の高周波受
信信号のうちの希望波受信信号が濾波され、その出力信
号が、可変利得増幅器１４に供給されて増幅される。こ
の可変利得増幅器１４はＡＧＣ１６よりの利得制御信号
によって利得が制御される。この可変利得増幅器１４の
増幅出力は、ヌル検出器１７及び周波数変換器１９に供
給される。ヌル検出器１７では、フレームからヌルシン
ボルが検出され、そのヌルシンボルに基づいて、出力端
子Ｔ２に時間同期信号が出力され、この時間同期信号は
フレーム同期発生器３３に供給されて同期が掛けられ
る。又、可変利得増幅器１４よりの高周波信号がＡＧＣ
１６に供給されて、利得制御信号が生成される。
ータ２からの２００ＭＨｚ帯の高周波信号又は受信アン
テナ１０からの７９〜２００ＭＨｚ帯の高周波受信信号
が、バンドパスフィルタ１３に供給されて、２００ＭＨ
ｚ帯の高周波信号又は７９〜２００ＭＨｚ帯の高周波受
信信号のうちの希望波受信信号が濾波され、その出力信
号が、可変利得増幅器１４に供給されて増幅される。こ
の可変利得増幅器１４はＡＧＣ１６よりの利得制御信号
によって利得が制御される。この可変利得増幅器１４の
増幅出力は、ヌル検出器１７及び周波数変換器１９に供
給される。ヌル検出器１７では、フレームからヌルシン
ボルが検出され、そのヌルシンボルに基づいて、出力端
子Ｔ２に時間同期信号が出力され、この時間同期信号は
フレーム同期発生器３３に供給されて同期が掛けられ
る。又、可変利得増幅器１４よりの高周波信号がＡＧＣ
１６に供給されて、利得制御信号が生成される。
【００１９】基準発振器９よりの１７．９２ＭＨｚの基
準発振信号がＰＬＬ回路２０に供給される。ＰＬＬ回路
２０よりの周波数制御信号はＶＣＯ（電圧制御発振器）
２２に供給される。このＰＬＬ回路２０は、システム制
御装置４３から入力端子Ｔ１に供給される選局制御信号
によって、その周波数制御信号が制御され、即ち、ＶＣ
Ｏの２２の発振周波数が選局周波数に応じて制御され
る。ＶＣＯ２２よりの局部発振信号が周波数変換器１９
に供給されて、バンドパスフィルタ１５から周波数変換
器１９に供給される２００ＭＨｚ帯の高周波信号又は７
９〜２００ＭＨｚ帯の高周波受信信号が、３８．９１２
ＭＨｚ帯の第１中間周波信号に周波数変換される。
準発振信号がＰＬＬ回路２０に供給される。ＰＬＬ回路
２０よりの周波数制御信号はＶＣＯ（電圧制御発振器）
２２に供給される。このＰＬＬ回路２０は、システム制
御装置４３から入力端子Ｔ１に供給される選局制御信号
によって、その周波数制御信号が制御され、即ち、ＶＣ
Ｏの２２の発振周波数が選局周波数に応じて制御され
る。ＶＣＯ２２よりの局部発振信号が周波数変換器１９
に供給されて、バンドパスフィルタ１５から周波数変換
器１９に供給される２００ＭＨｚ帯の高周波信号又は７
９〜２００ＭＨｚ帯の高周波受信信号が、３８．９１２
ＭＨｚ帯の第１中間周波信号に周波数変換される。
【００２０】周波数変換器１９よりの第１中間周波数信
号は、帯域通過中心周波数が３８．９１２ＭＨｚの表面
弾性波バンドパスフィルタ２３を通じて、可変利得増幅
器２４に供給されて増幅される。この可変利得増幅器２
４はＡＧＣ２８からの利得制御信号によって利得が制御
される。尚、このＡＧＣ２８では、１フレーム中のＭ個
のキャリアのうち、所定基準レベル以上のものが所定個
数ｍ以上あるととき、可変利得増幅器２４の利得を下
げ、所定個数ｍ未満のときは、可変利得増幅器２４の利
得を上げるように、可変利得増幅器２４の利得を制御す
る。可変利得増幅器２４よりの３８．９１２ＭＨｚ帯の
第１中間周波信号が周波数変換器２５に供給される。基
準発振器９よりの１７．９２ＭＨｚの基準発振信号が、
２逓倍回路２６に供給されて２逓倍され、これより得ら
れた３５．８４ＭＨｚの局部発振信号が、周波数変換器
２５に供給されて、可変利得増幅器２４から周波数変換
器２５に供給される３８．９１２ＭＨｚの第１の中間周
波信号が、周波数が３．０７２ＭＨｚの第２の中間周波
信号に周波数変換される。この第２の中間周波数信号
が、帯域通過中心周波数が３．０７２ＭＨｚのバンドパ
スフィルタ２７を通じて、ＡＧＣ２８に供給されて、可
変利得増幅器２４の利得を制御する利得制御信号が生成
される。
号は、帯域通過中心周波数が３８．９１２ＭＨｚの表面
弾性波バンドパスフィルタ２３を通じて、可変利得増幅
器２４に供給されて増幅される。この可変利得増幅器２
４はＡＧＣ２８からの利得制御信号によって利得が制御
される。尚、このＡＧＣ２８では、１フレーム中のＭ個
のキャリアのうち、所定基準レベル以上のものが所定個
数ｍ以上あるととき、可変利得増幅器２４の利得を下
げ、所定個数ｍ未満のときは、可変利得増幅器２４の利
得を上げるように、可変利得増幅器２４の利得を制御す
る。可変利得増幅器２４よりの３８．９１２ＭＨｚ帯の
第１中間周波信号が周波数変換器２５に供給される。基
準発振器９よりの１７．９２ＭＨｚの基準発振信号が、
２逓倍回路２６に供給されて２逓倍され、これより得ら
れた３５．８４ＭＨｚの局部発振信号が、周波数変換器
２５に供給されて、可変利得増幅器２４から周波数変換
器２５に供給される３８．９１２ＭＨｚの第１の中間周
波信号が、周波数が３．０７２ＭＨｚの第２の中間周波
信号に周波数変換される。この第２の中間周波数信号
が、帯域通過中心周波数が３．０７２ＭＨｚのバンドパ
スフィルタ２７を通じて、ＡＧＣ２８に供給されて、可
変利得増幅器２４の利得を制御する利得制御信号が生成
される。
【００２１】チャンネルデコーダ２９では、フロントエ
ンド１１のバンドパスフィルタ２７よりの第２中間周波
信号（ベースバンドのＯＦＤＭ被変調信号）が、Ａ／Ｄ
変換器３０に供給されてデジタルデータ、即ち、デジタ
ルＯＦＤＭ被変調信号に変換される。このデジタルデー
タがバンドパスフィルタ（隣接チャンネルのデジタルデ
ータを除去するためのフィルタ）３１を通じて、デジタ
ルＩ／Ｑ復調器３２及びフレーム同期発生器３３に供給
される。Ｉ／Ｑ復調器３２からは実数部データ及び虚数
部データが得られ、これらデータがＡＦＣ（自動周波数
制御回路）３４に供給される。
ンド１１のバンドパスフィルタ２７よりの第２中間周波
信号（ベースバンドのＯＦＤＭ被変調信号）が、Ａ／Ｄ
変換器３０に供給されてデジタルデータ、即ち、デジタ
ルＯＦＤＭ被変調信号に変換される。このデジタルデー
タがバンドパスフィルタ（隣接チャンネルのデジタルデ
ータを除去するためのフィルタ）３１を通じて、デジタ
ルＩ／Ｑ復調器３２及びフレーム同期発生器３３に供給
される。Ｉ／Ｑ復調器３２からは実数部データ及び虚数
部データが得られ、これらデータがＡＦＣ（自動周波数
制御回路）３４に供給される。
【００２２】ＡＦＣ３４によって周波数制御された時系
列の実数部データ及び虚数部データは、フレーム同期発
生器３３よりのフレーム同期信号と共に、ＦＦＴ（高速
フーリエ変換）回路３５に供給される。ＦＦＴ回路３５
は、ＦＦＴ（高速フーリエ変換器）３５ａ及びその次段
の差動復号器３５ｂから構成される。ＦＦＴ３５ａから
デジタルレベル信号ｒ及びデジタル位相信号θが得ら
れ、これらデジタルレベル信号ｒ及びデジタル位相信号
θが差動復号器３５ｂに供給されて差動復号されて、デ
ジタル差動レベル信号Δｒ及びデジタル差動位相信号Δ
θが得られ、そのうちデジタル差動位相信号Δθのみ
が、ビタビ復調器３７に供給されてビタビ復調される。
列の実数部データ及び虚数部データは、フレーム同期発
生器３３よりのフレーム同期信号と共に、ＦＦＴ（高速
フーリエ変換）回路３５に供給される。ＦＦＴ回路３５
は、ＦＦＴ（高速フーリエ変換器）３５ａ及びその次段
の差動復号器３５ｂから構成される。ＦＦＴ３５ａから
デジタルレベル信号ｒ及びデジタル位相信号θが得ら
れ、これらデジタルレベル信号ｒ及びデジタル位相信号
θが差動復号器３５ｂに供給されて差動復号されて、デ
ジタル差動レベル信号Δｒ及びデジタル差動位相信号Δ
θが得られ、そのうちデジタル差動位相信号Δθのみ
が、ビタビ復調器３７に供給されてビタビ復調される。
【００２３】ビタビ復調器３７の出力は、ソースデコー
ダ３８及びデータデコーダ３９に供給される。ＤＳＰ
（デジタルシグナルプロセッサ）３６は、ＦＦＴ回路３
５及びビタビ復調器３７における必要な演算を行ってい
る。ＦＦＴ３５ａでは、各キャリアの位相及び振幅の演
算を、ＤＳＰ３６の助けを借りて行っている。ＤＳＰ３
６及びビタビ復調器３７には、システム制御装置４３か
ら入力端子Ｔ３を通じて供給される、モードに応じたフ
レームの長さ及びキャリアの数を示す指示信号が供給さ
れる。
ダ３８及びデータデコーダ３９に供給される。ＤＳＰ
（デジタルシグナルプロセッサ）３６は、ＦＦＴ回路３
５及びビタビ復調器３７における必要な演算を行ってい
る。ＦＦＴ３５ａでは、各キャリアの位相及び振幅の演
算を、ＤＳＰ３６の助けを借りて行っている。ＤＳＰ３
６及びビタビ復調器３７には、システム制御装置４３か
ら入力端子Ｔ３を通じて供給される、モードに応じたフ
レームの長さ及びキャリアの数を示す指示信号が供給さ
れる。
【００２４】ソースデコーダ３８は、順次縦続接続され
た周波数デインターリーブ回路、時間デインターリーブ
回路、エラー訂正回路から構成される。ソースデコーダ
３８からはデジタル音声信号が出力され、そのデジタル
音声信号はＤ／Ａ変換器４０に供給されてアナログ音声
信号に変換され、その音声信号が低周波増幅器４１を通
じてスピーカ４２に供給される。
た周波数デインターリーブ回路、時間デインターリーブ
回路、エラー訂正回路から構成される。ソースデコーダ
３８からはデジタル音声信号が出力され、そのデジタル
音声信号はＤ／Ａ変換器４０に供給されてアナログ音声
信号に変換され、その音声信号が低周波増幅器４１を通
じてスピーカ４２に供給される。
【００２５】データデコーダ３９からは、例えば、音楽
のタイトル、アーティスト名、歌詞等の音楽に関するデ
ータ、ニュース、交通情報、静止画等のデータが出力さ
れる。
のタイトル、アーティスト名、歌詞等の音楽に関するデ
ータ、ニュース、交通情報、静止画等のデータが出力さ
れる。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】図４について説明した
従来のＤＡＢ受信機には、次のような欠点があった。図
４のＤＡＢ受信機のフロントエンド１１には、高周波受
信信号の供給される可変利得増幅器１４及びその利得を
制御する自動利得制御器（ＡＧＣ）１６からなる高周波
受信信号に対する第１の自動利得制御手段と、中間周波
信号（第１の中間周波信号）の供給される可変利得増幅
器２４及びその利得を制御する自動利得制御器（ＡＧ
Ｃ）２８からなる中間周波信号（第１の中間周波信号）
に対する第２の自動利得制御手段が設けられている。
従来のＤＡＢ受信機には、次のような欠点があった。図
４のＤＡＢ受信機のフロントエンド１１には、高周波受
信信号の供給される可変利得増幅器１４及びその利得を
制御する自動利得制御器（ＡＧＣ）１６からなる高周波
受信信号に対する第１の自動利得制御手段と、中間周波
信号（第１の中間周波信号）の供給される可変利得増幅
器２４及びその利得を制御する自動利得制御器（ＡＧ
Ｃ）２８からなる中間周波信号（第１の中間周波信号）
に対する第２の自動利得制御手段が設けられている。
【００２７】かかる第１及び第２の自動利得制御手段の
応答速度を高速にすると、周波数成分が互いに直交関係
にある複数のキャリアを用いて情報信号が変調されてな
る直交周波数分割多重被変調信号のフレームのヌルシン
ボル期間や、フェージングやマルチパスによるヌルシン
ボル期間以外のシンボル期間のキャリアのレベル低下部
分で、第１及び第２の自動利得制御手段の各可変利得増
幅器の利得が急激に高くなり、直交周波数分割多重被変
調信号のＳ／Ｎが極端に低下したり、ノイズが不必要に
増幅されたりする。
応答速度を高速にすると、周波数成分が互いに直交関係
にある複数のキャリアを用いて情報信号が変調されてな
る直交周波数分割多重被変調信号のフレームのヌルシン
ボル期間や、フェージングやマルチパスによるヌルシン
ボル期間以外のシンボル期間のキャリアのレベル低下部
分で、第１及び第２の自動利得制御手段の各可変利得増
幅器の利得が急激に高くなり、直交周波数分割多重被変
調信号のＳ／Ｎが極端に低下したり、ノイズが不必要に
増幅されたりする。
【００２８】又、図４のチャンネルデコーダ２９におい
て、ＦＦＴ回路３５の差動復号器３５ｂよりのデジタル
差動位相信号Δθが、チャンネルデコーダ（復調装置）
２９の復調出力となるが、直交周波数分割多重被変調信
号のフレームのヌルシンボル期間以外のシンボル期間の
キャリアのレベルが、第１及び第２の自動利得制御手段
の各可変利得増幅器によって、大幅に増幅されると、チ
ャンネルデコーダ（復調装置）２９の復調出力であるデ
ジタル差動位相信号が大きく歪んでしまう。
て、ＦＦＴ回路３５の差動復号器３５ｂよりのデジタル
差動位相信号Δθが、チャンネルデコーダ（復調装置）
２９の復調出力となるが、直交周波数分割多重被変調信
号のフレームのヌルシンボル期間以外のシンボル期間の
キャリアのレベルが、第１及び第２の自動利得制御手段
の各可変利得増幅器によって、大幅に増幅されると、チ
ャンネルデコーダ（復調装置）２９の復調出力であるデ
ジタル差動位相信号が大きく歪んでしまう。
【００２９】かかる点に鑑み、本発明は、周波数成分が
互いに直交関係にある複数のキャリアを用いて情報信号
が変調されてなる直交周波数分割多重被変調信号の受信
信号が供給される第１の自動利得制御手段と、その第１
の自動利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信
号の受信信号が供給される周波数変換手段と、その周波
数変換手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中間
周波信号が供給される第２の自動利得制御手段と、直交
周波数分割多重被変調信号のヌルシンボル期間を検出す
るヌル検出手段とを備えるフロントエンド並びに、その
フロントエンドの第２の自動利得制御手段よりの直交周
波数分割多重被変調信号の中間周波信号がＡ／Ｄ変換さ
れるＡ／Ｄ変換手段と、そのＡ／Ｄ変換手段よりのデジ
タル直交周波数分割多重被変調信号が供給される時間同
期信号発生手段と、デジタル直交周波数分割多重被変調
信号が供給される自動周波数制御手段と、その自動周波
数制御手段よりの自動周波数制御された直交周波数分割
多重被変調信号及び時間同期信号発生手段よりの時間同
期信号が供給される高速フーリエ変換手段とを備え、そ
の高速フーリエ変換手段よりデジタル情報信号が得られ
るようにした復調装置を有する受信装置において、第１
及び第２の自動利得制御手段それぞれの可変利得増幅器
の利得の急激な上昇による、直交周波数分割多重被変調
信号のフレームのヌルシンボルの期間における高速フー
リエ変換手段よりのノイズの発生を軽減することのでき
るものを提案しようとするものである。
互いに直交関係にある複数のキャリアを用いて情報信号
が変調されてなる直交周波数分割多重被変調信号の受信
信号が供給される第１の自動利得制御手段と、その第１
の自動利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信
号の受信信号が供給される周波数変換手段と、その周波
数変換手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中間
周波信号が供給される第２の自動利得制御手段と、直交
周波数分割多重被変調信号のヌルシンボル期間を検出す
るヌル検出手段とを備えるフロントエンド並びに、その
フロントエンドの第２の自動利得制御手段よりの直交周
波数分割多重被変調信号の中間周波信号がＡ／Ｄ変換さ
れるＡ／Ｄ変換手段と、そのＡ／Ｄ変換手段よりのデジ
タル直交周波数分割多重被変調信号が供給される時間同
期信号発生手段と、デジタル直交周波数分割多重被変調
信号が供給される自動周波数制御手段と、その自動周波
数制御手段よりの自動周波数制御された直交周波数分割
多重被変調信号及び時間同期信号発生手段よりの時間同
期信号が供給される高速フーリエ変換手段とを備え、そ
の高速フーリエ変換手段よりデジタル情報信号が得られ
るようにした復調装置を有する受信装置において、第１
及び第２の自動利得制御手段それぞれの可変利得増幅器
の利得の急激な上昇による、直交周波数分割多重被変調
信号のフレームのヌルシンボルの期間における高速フー
リエ変換手段よりのノイズの発生を軽減することのでき
るものを提案しようとするものである。
【００３０】又、本発明は、かかる前提となる受信装置
において、直交周波数分割多重被変調信号のＳ／Ｎの低
下による、高速フーリエ変換手段よりの復調出力である
デジタル情報信号の歪みの発生を軽減することのできる
ものを提案しようとするものであ。
において、直交周波数分割多重被変調信号のＳ／Ｎの低
下による、高速フーリエ変換手段よりの復調出力である
デジタル情報信号の歪みの発生を軽減することのできる
ものを提案しようとするものであ。
【００３１】
【課題を解決するための手段】本発明は、周波数成分が
互いに直交関係にある複数のキャリアを用いて情報信号
が変調されてなる直交周波数分割多重被変調信号の受信
信号が供給される第１の自動利得制御手段と、その第１
の自動利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信
号の受信信号が供給される周波数変換手段と、その周波
数変換手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中間
周波信号が供給される第２の自動利得制御手段と、直交
周波数分割多重被変調信号のヌルシンボル期間を検出す
るヌル検出手段とを備えるフロントエンド並びに、その
フロントエンドの第２の自動利得制御手段よりの直交周
波数分割多重被変調信号の中間周波信号がＡ／Ｄ変換さ
れるＡ／Ｄ変換手段と、そのＡ／Ｄ変換手段よりのデジ
タル直交周波数分割多重被変調信号が供給される時間同
期信号発生手段と、デジタル直交周波数分割多重被変調
信号が供給される自動周波数制御手段と、その自動周波
数制御手段よりの自動周波数制御された直交周波数分割
多重被変調信号及び時間同期信号発生手段よりの時間同
期信号が供給される高速フーリエ変換手段とを備え、そ
の高速フーリエ変換手段よりデジタル情報信号が得られ
るようにした受信装置において、ヌル検出器によってヌ
ルシンボル期間が検出されたときは、そのヌル検出器よ
りの検出出力によって、第１及び第２の自動利得制御手
段の応答速度を低速に制御するようにしたものである。
互いに直交関係にある複数のキャリアを用いて情報信号
が変調されてなる直交周波数分割多重被変調信号の受信
信号が供給される第１の自動利得制御手段と、その第１
の自動利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信
号の受信信号が供給される周波数変換手段と、その周波
数変換手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中間
周波信号が供給される第２の自動利得制御手段と、直交
周波数分割多重被変調信号のヌルシンボル期間を検出す
るヌル検出手段とを備えるフロントエンド並びに、その
フロントエンドの第２の自動利得制御手段よりの直交周
波数分割多重被変調信号の中間周波信号がＡ／Ｄ変換さ
れるＡ／Ｄ変換手段と、そのＡ／Ｄ変換手段よりのデジ
タル直交周波数分割多重被変調信号が供給される時間同
期信号発生手段と、デジタル直交周波数分割多重被変調
信号が供給される自動周波数制御手段と、その自動周波
数制御手段よりの自動周波数制御された直交周波数分割
多重被変調信号及び時間同期信号発生手段よりの時間同
期信号が供給される高速フーリエ変換手段とを備え、そ
の高速フーリエ変換手段よりデジタル情報信号が得られ
るようにした受信装置において、ヌル検出器によってヌ
ルシンボル期間が検出されたときは、そのヌル検出器よ
りの検出出力によって、第１及び第２の自動利得制御手
段の応答速度を低速に制御するようにしたものである。
【００３２】かかる本発明によれば、第１及び第２の自
動利得制御手段それぞれの可変利得増幅器の利得の急激
な上昇による、直交周波数分割多重被変調信号のフレー
ムのヌルシンボルの期間における高速フーリエ変換手段
よりのノイズの発生を軽減することができる。
動利得制御手段それぞれの可変利得増幅器の利得の急激
な上昇による、直交周波数分割多重被変調信号のフレー
ムのヌルシンボルの期間における高速フーリエ変換手段
よりのノイズの発生を軽減することができる。
【００３３】
【発明の実施の形態】以下に、図１を参照して、本発明
の実施例を詳細に説明する。図１のＤＡＢ受信機（受信
装置）の大部分の構成は、図４と同様なので、図１にお
いて、図４と対応する部分には同一符号を付して、重複
説明を省略し、図４と異なる部分を説明する。
の実施例を詳細に説明する。図１のＤＡＢ受信機（受信
装置）の大部分の構成は、図４と同様なので、図１にお
いて、図４と対応する部分には同一符号を付して、重複
説明を省略し、図４と異なる部分を説明する。
【００３４】図１のＤＡＢ受信機のフロントエンド１１
には、図４のＤＡＢ受信機のフロントエンド１１と同様
に、高周波受信信号の供給される可変利得増幅器１４及
びその利得を制御する自動利得制御器（ＡＧＣ）１６か
らなる高周波受信信号に対する第１の自動利得制御手段
と、中間周波信号（第１の中間周波信号）の供給される
可変利得増幅器２４及びその利得を制御する自動利得制
御器（ＡＧＣ）２８からなる中間周波信号（第１の中間
周波信号）に対する第２の自動利得制御手段が設けられ
ている。
には、図４のＤＡＢ受信機のフロントエンド１１と同様
に、高周波受信信号の供給される可変利得増幅器１４及
びその利得を制御する自動利得制御器（ＡＧＣ）１６か
らなる高周波受信信号に対する第１の自動利得制御手段
と、中間周波信号（第１の中間周波信号）の供給される
可変利得増幅器２４及びその利得を制御する自動利得制
御器（ＡＧＣ）２８からなる中間周波信号（第１の中間
周波信号）に対する第２の自動利得制御手段が設けられ
ている。
【００３５】これらＡＧＣ１６、２８はそれぞれ可変イ
ンピーダンス手段を備え、それぞれ可変利得増幅器１
４、２４の帰還回路を構成する。これらＡＧＣ１６、２
８は、それぞれ可変時定数回路を備え、その可変時定数
回路の時定数を小さくすると、応答速度が高速となり、
大きくすると、応答速度が低速になるように構成されて
いる。
ンピーダンス手段を備え、それぞれ可変利得増幅器１
４、２４の帰還回路を構成する。これらＡＧＣ１６、２
８は、それぞれ可変時定数回路を備え、その可変時定数
回路の時定数を小さくすると、応答速度が高速となり、
大きくすると、応答速度が低速になるように構成されて
いる。
【００３６】先ず、これらＡＧＣ１６、２８の可変時定
数回路は、ヌル検出器１７の検出出力によって、その時
定数が制御され、周波数成分が互いに直交関係にある複
数のキャリアを用いて情報信号が変調されてなる直交周
波数分割多重被変調信号の各フレームのヌルシンボル期
間では、時定数が大きくされて、応答速度が低速になさ
れ、ヌルシンボル期間以外では、時定数が小さくされ
て、応答速度が高速になされる。この場合、あるフレー
ムでヌルシンボルの期間が検出されても、ＡＧＣ１６、
２８の可変時定数回路の時定数が大きくされるのは、次
のフレームのヌルシンボルの期間である。
数回路は、ヌル検出器１７の検出出力によって、その時
定数が制御され、周波数成分が互いに直交関係にある複
数のキャリアを用いて情報信号が変調されてなる直交周
波数分割多重被変調信号の各フレームのヌルシンボル期
間では、時定数が大きくされて、応答速度が低速になさ
れ、ヌルシンボル期間以外では、時定数が小さくされ
て、応答速度が高速になされる。この場合、あるフレー
ムでヌルシンボルの期間が検出されても、ＡＧＣ１６、
２８の可変時定数回路の時定数が大きくされるのは、次
のフレームのヌルシンボルの期間である。
【００３７】チャンネルデコーダ２９のＦＦＴ（高速フ
ーリエ変換）回路３５は、デジタルレベル信号ｒ及びデ
ジタル位相信号θの得られるＦＦＴ（高速フーリエ変換
器）３５ａ及びそのＦＦＴ３５ａよりのデジタルレベル
信号ｒ及びデジタル位相信号θが供給されて、デジタル
差動レベル信号Δｒ及びデジタル差動位相信号Δθが出
力される差動復号器３５ｂから構成されている。
ーリエ変換）回路３５は、デジタルレベル信号ｒ及びデ
ジタル位相信号θの得られるＦＦＴ（高速フーリエ変換
器）３５ａ及びそのＦＦＴ３５ａよりのデジタルレベル
信号ｒ及びデジタル位相信号θが供給されて、デジタル
差動レベル信号Δｒ及びデジタル差動位相信号Δθが出
力される差動復号器３５ｂから構成されている。
【００３８】しかして、ＦＦＴ３５ａ及び差動復号器３
５ｂ間に、ＦＦＴ３５ａからのデジタルレベル信号を増
幅するデジタル可変利得増幅器６２を設ける。デジタル
可変利得増幅器６２から出力される増幅されたデジタル
レベル信号が供給され、その増幅されたデジタルレベル
信号のフレーム毎の平均レベルに応じて、その平均レベ
ルが所定基準レベルより高いときは、利得を高くし、そ
の平均レベルが所定基準レベル以下のときは、利得を低
くする自動利得信号を、デジタル可変利得増幅器６２に
供給するデジタル自動利得制御器（ＡＧＣ）６１を設け
る。このＡＧＣ６１は、フロントエンド１１のＡＧＣ１
６、２８の応答速度をも制御する。
５ｂ間に、ＦＦＴ３５ａからのデジタルレベル信号を増
幅するデジタル可変利得増幅器６２を設ける。デジタル
可変利得増幅器６２から出力される増幅されたデジタル
レベル信号が供給され、その増幅されたデジタルレベル
信号のフレーム毎の平均レベルに応じて、その平均レベ
ルが所定基準レベルより高いときは、利得を高くし、そ
の平均レベルが所定基準レベル以下のときは、利得を低
くする自動利得信号を、デジタル可変利得増幅器６２に
供給するデジタル自動利得制御器（ＡＧＣ）６１を設け
る。このＡＧＣ６１は、フロントエンド１１のＡＧＣ１
６、２８の応答速度をも制御する。
【００３９】可変利得増幅器６２よりのデジタルレベル
信号ｒのレベルが所定基準レベル以下のときは、ＡＧＣ
６１よりの自動利得制御信号によって、ＡＧＣ１６、２
８の可変時定数回路の時定数を大きくして応答速度を低
速にし、デジタルレベル信号のレベルが所定基準レベル
を越えるときは、ＡＧＣ６１よりの自動利得制御信号に
よって、ＡＧＣ１６、２８の可変時定数回路の時定数を
小さくして応答速度を高速にする。
信号ｒのレベルが所定基準レベル以下のときは、ＡＧＣ
６１よりの自動利得制御信号によって、ＡＧＣ１６、２
８の可変時定数回路の時定数を大きくして応答速度を低
速にし、デジタルレベル信号のレベルが所定基準レベル
を越えるときは、ＡＧＣ６１よりの自動利得制御信号に
よって、ＡＧＣ１６、２８の可変時定数回路の時定数を
小さくして応答速度を高速にする。
【００４０】図２Ｂに示すように、フージングやマルチ
パスによって、複数のキャリアのレベルｒ1 、ｒ2 、ｒ
3 、…………、ｒ(M-1) 、ｒM 間に大きな差があるとき
は、ＡＧＣ２８によって、可変利得増幅器２４の利得下
げるようにする。即ち、このＡＧＣ２８では、１フレー
ム中のＭ個のキャリアのうち、所定基準レベル以上のも
のが所定個数ｍ以上あるととき、可変利得増幅器２４の
利得を下げ、所定個数ｍ未満のときは、可変利得増幅器
２４の利得を上げるように、可変利得増幅器２４の利得
を制御する。又、１フレーム中のＭ個のキャリアのう
ち、所定基準レベル以上のものが所定個数ｍ未満のとき
は、ＡＧＣ６１よりの自動利得制御信号によって、ＡＧ
Ｃ１６、２８の可変時定数回路の時定数を大きくして、
応答速度を低速するにする。因み、図２Ａは、複数のキ
ャリアのレベルｒ1 、ｒ2 、ｒ3 、…………、
ｒ(M-1) 、ｒM が揃っている場合を示す。尚、Ｍは、モ
ード１の直交周波数分割多重被変調信号の場合、１５３
６である。
パスによって、複数のキャリアのレベルｒ1 、ｒ2 、ｒ
3 、…………、ｒ(M-1) 、ｒM 間に大きな差があるとき
は、ＡＧＣ２８によって、可変利得増幅器２４の利得下
げるようにする。即ち、このＡＧＣ２８では、１フレー
ム中のＭ個のキャリアのうち、所定基準レベル以上のも
のが所定個数ｍ以上あるととき、可変利得増幅器２４の
利得を下げ、所定個数ｍ未満のときは、可変利得増幅器
２４の利得を上げるように、可変利得増幅器２４の利得
を制御する。又、１フレーム中のＭ個のキャリアのう
ち、所定基準レベル以上のものが所定個数ｍ未満のとき
は、ＡＧＣ６１よりの自動利得制御信号によって、ＡＧ
Ｃ１６、２８の可変時定数回路の時定数を大きくして、
応答速度を低速するにする。因み、図２Ａは、複数のキ
ャリアのレベルｒ1 、ｒ2 、ｒ3 、…………、
ｒ(M-1) 、ｒM が揃っている場合を示す。尚、Ｍは、モ
ード１の直交周波数分割多重被変調信号の場合、１５３
６である。
【００４１】差動復号器３５ｂ及びビタビ復号器３７間
に掛算器６３設ける。そして、この掛算器６３によっ
て、差動復号器３５ｂよりの複数のキャリアのうちの任
意のキャリアのデジタル差動位相レベルΔθに対し、そ
の任意のキャリアのデジタルレベルｒが所定基準レベル
以上のときは、その任意のキャリアの現在のデジタルレ
ベルｒt 、１シンボル周期Ｔ前のデジタルレベルｒt-T
及び定数を掛け算してビタビ復調器３７に供給し、その
任意のキャリアのデジタルレベルｒが所定基準レベル未
満のときは、０レベルを掛け算して、ビタビ復調器３７
に供給する。
に掛算器６３設ける。そして、この掛算器６３によっ
て、差動復号器３５ｂよりの複数のキャリアのうちの任
意のキャリアのデジタル差動位相レベルΔθに対し、そ
の任意のキャリアのデジタルレベルｒが所定基準レベル
以上のときは、その任意のキャリアの現在のデジタルレ
ベルｒt 、１シンボル周期Ｔ前のデジタルレベルｒt-T
及び定数を掛け算してビタビ復調器３７に供給し、その
任意のキャリアのデジタルレベルｒが所定基準レベル未
満のときは、０レベルを掛け算して、ビタビ復調器３７
に供給する。
【００４２】これを図２Ｃを参照して、具体的に説明す
る。図２Ｃは、差動復号器３５ｂより出力されるデジタ
ル差動レベルΔｒ及びデジタル差動位相Δθを、直交
Ｉ、Ｑ座標上の原点Ｏから、第１、第２、第３及び第４
象限の点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４に向かうベクトルで表
し、それぞれのベクトルの長さ及び角度をそれぞれΔｒ
１〜Δｒ４及びΔθ１〜Δθ４で表したものである。こ
れらの点Ｐ１〜Ｐ４が、半径が１の円周上にあり、即
ち、Δｒ１〜Δｒ４が共に１となり、且つ、Δθ１、Δ
θ２、Δθ３及びΔθが、それぞれπ／４、３π／
４、、−３π／４、−π／４のときは、原点Ｏから点Ｐ
１〜Ｐ４に向かうベクトルは基準値（０，０）、（０，
１）、（１，１）、（１，０）を示すものとする。そし
て、基準値（０，０）、（０，１）、（１，１）、
（１，０）におけるデジタル差動位相メトリックをそれ
ぞれ７、０、−７、０とする。
る。図２Ｃは、差動復号器３５ｂより出力されるデジタ
ル差動レベルΔｒ及びデジタル差動位相Δθを、直交
Ｉ、Ｑ座標上の原点Ｏから、第１、第２、第３及び第４
象限の点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４に向かうベクトルで表
し、それぞれのベクトルの長さ及び角度をそれぞれΔｒ
１〜Δｒ４及びΔθ１〜Δθ４で表したものである。こ
れらの点Ｐ１〜Ｐ４が、半径が１の円周上にあり、即
ち、Δｒ１〜Δｒ４が共に１となり、且つ、Δθ１、Δ
θ２、Δθ３及びΔθが、それぞれπ／４、３π／
４、、−３π／４、−π／４のときは、原点Ｏから点Ｐ
１〜Ｐ４に向かうベクトルは基準値（０，０）、（０，
１）、（１，１）、（１，０）を示すものとする。そし
て、基準値（０，０）、（０，１）、（１，１）、
（１，０）におけるデジタル差動位相メトリックをそれ
ぞれ７、０、−７、０とする。
【００４３】複数のキャリアのうちの任意のキャリアの
デジタル差動位相レベルに対し、該任意のキャリアのデ
ジタルレベルが所定基準レベル以上のときは、掛算器６
３でにおいて、原点Ｏから点Ｐ１〜Ｐ４に向かうベクト
ルのデジタル差動位相Δθ１、Δθ２、Δθ３、Δθ４
がそれぞれπ／４、３π／４、、−３π／４、−π／４
の場合、Δθ１、Δθ２、Δθ３、Δθ４の差動位相メ
トリックは、基準の差動位相メトリック７、０−７にそ
れぞれ現在のデジタルレベルｒt 、１シンボル周期前の
デジタルレベルｒ-T及びσ（定数）（ここでは、σ・ｒ
t ・ｒ-T＜１となる）を掛けて、例えば、３、０−３、
０にして、ビタビ復調器３７に供給する。
デジタル差動位相レベルに対し、該任意のキャリアのデ
ジタルレベルが所定基準レベル以上のときは、掛算器６
３でにおいて、原点Ｏから点Ｐ１〜Ｐ４に向かうベクト
ルのデジタル差動位相Δθ１、Δθ２、Δθ３、Δθ４
がそれぞれπ／４、３π／４、、−３π／４、−π／４
の場合、Δθ１、Δθ２、Δθ３、Δθ４の差動位相メ
トリックは、基準の差動位相メトリック７、０−７にそ
れぞれ現在のデジタルレベルｒt 、１シンボル周期前の
デジタルレベルｒ-T及びσ（定数）（ここでは、σ・ｒ
t ・ｒ-T＜１となる）を掛けて、例えば、３、０−３、
０にして、ビタビ復調器３７に供給する。
【００４４】又、複数のキャリアのうちの任意のキャリ
アのデジタル差動位相レベルに対し、該任意のキャリア
のデジタルレベルが所定基準レベル未満のときは、掛算
器６３でにおいて、原点Ｏから点Ｐ１〜Ｐ４に向かうベ
クトルのデジタル差動位相Δθ１、Δθ２、Δθ３、Δ
θ４がそれぞれπ／４、３π／４、、−３π／４、−π
／４の場合、Δθ１、Δθ２、Δθ３、Δθ４の差動位
相メトリックは、基準の差動位相メトリック７、０、−
７、０にそれぞれ０を掛けて、ビタビ復調器３７に供給
する。
アのデジタル差動位相レベルに対し、該任意のキャリア
のデジタルレベルが所定基準レベル未満のときは、掛算
器６３でにおいて、原点Ｏから点Ｐ１〜Ｐ４に向かうベ
クトルのデジタル差動位相Δθ１、Δθ２、Δθ３、Δ
θ４がそれぞれπ／４、３π／４、、−３π／４、−π
／４の場合、Δθ１、Δθ２、Δθ３、Δθ４の差動位
相メトリックは、基準の差動位相メトリック７、０、−
７、０にそれぞれ０を掛けて、ビタビ復調器３７に供給
する。
【００４５】
【発明の効果】第１の本発明によれば、周波数成分が互
いに直交関係にある複数のキャリアを用いて情報信号が
変調されてなる直交周波数分割多重被変調信号の受信信
号が供給される第１の自動利得制御手段と、その第１の
自動利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信号
の受信信号が供給される周波数変換手段と、その周波数
変換手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中間周
波信号が供給される第２の自動利得制御手段と、直交周
波数分割多重被変調信号のヌルシンボル期間を検出する
ヌル検出手段とを備えるフロントエンド並びに、そのフ
ロントエンドの第２の自動利得制御手段よりの直交周波
数分割多重被変調信号の中間周波信号がＡ／Ｄ変換され
るＡ／Ｄ変換手段と、そのＡ／Ｄ変換手段よりのデジタ
ル直交周波数分割多重被変調信号が供給される時間同期
信号発生手段と、デジタル直交周波数分割多重被変調信
号が供給される自動周波数制御手段と、その自動周波数
制御手段よりの自動周波数制御された直交周波数分割多
重被変調信号及び時間同期信号発生手段よりの時間同期
信号が供給される高速フーリエ変換手段とを備え、その
高速フーリエ変換手段よりデジタル情報信号が得られる
ようにした復調装置を有する受信装置において、ヌル検
出器によってヌルシンボル期間が検出されたときは、そ
のヌル検出器よりの検出出力によって、第１及び第２の
自動利得制御手段の応答速度を低速に制御するようにし
たので、第１及び第２の自動利得制御手段それぞれの可
変利得増幅器の利得の急激な上昇による、直交周波数分
割多重被変調信号のフレームのヌルシンボルの期間にお
ける高速フーリエ変換手段よりのノイズの発生を軽減す
ることのできる受信装置を得ることができる。
いに直交関係にある複数のキャリアを用いて情報信号が
変調されてなる直交周波数分割多重被変調信号の受信信
号が供給される第１の自動利得制御手段と、その第１の
自動利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信号
の受信信号が供給される周波数変換手段と、その周波数
変換手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中間周
波信号が供給される第２の自動利得制御手段と、直交周
波数分割多重被変調信号のヌルシンボル期間を検出する
ヌル検出手段とを備えるフロントエンド並びに、そのフ
ロントエンドの第２の自動利得制御手段よりの直交周波
数分割多重被変調信号の中間周波信号がＡ／Ｄ変換され
るＡ／Ｄ変換手段と、そのＡ／Ｄ変換手段よりのデジタ
ル直交周波数分割多重被変調信号が供給される時間同期
信号発生手段と、デジタル直交周波数分割多重被変調信
号が供給される自動周波数制御手段と、その自動周波数
制御手段よりの自動周波数制御された直交周波数分割多
重被変調信号及び時間同期信号発生手段よりの時間同期
信号が供給される高速フーリエ変換手段とを備え、その
高速フーリエ変換手段よりデジタル情報信号が得られる
ようにした復調装置を有する受信装置において、ヌル検
出器によってヌルシンボル期間が検出されたときは、そ
のヌル検出器よりの検出出力によって、第１及び第２の
自動利得制御手段の応答速度を低速に制御するようにし
たので、第１及び第２の自動利得制御手段それぞれの可
変利得増幅器の利得の急激な上昇による、直交周波数分
割多重被変調信号のフレームのヌルシンボルの期間にお
ける高速フーリエ変換手段よりのノイズの発生を軽減す
ることのできる受信装置を得ることができる。
【００４６】第２の本発明によれば、周波数成分が互い
に直交関係にある複数のキャリアを用いて情報信号が変
調されてなる直交周波数分割多重被変調信号の受信信号
が供給される第１の自動利得制御手段と、その第１の自
動利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の
受信信号が供給される周波数変換手段と、その周波数変
換手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中間周波
信号が供給される第２の自動利得制御手段とを備えるフ
ロントエンド並びに、そのフロントエンドの第２の自動
利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中
間周波信号がＡ／Ｄ変換されるＡ／Ｄ変換手段と、その
Ａ／Ｄ変換手段よりのデジタル直交周波数分割多重被変
調信号が供給される時間同期信号発生手段と、デジタル
直交周波数分割多重被変調信号が供給される自動周波数
制御手段と、その自動周波数制御手段よりの自動周波数
制御された直交周波数分割多重被変調信号及び時間同期
信号発生手段よりの時間同期信号が供給される高速フー
リエ変換手段と、その高速フーリエ変換手段よりのデジ
タルレベル信号及びデジタル位相信号が供給される差動
復号手段とを備え、その差動復号手段よりデジタル情報
信号のデジタル差動位相信号が得られるようにした復調
装置を有する受信装置において、高速フーリエ変換手段
及び差動復号手段間に、デジタルレベル信号が供給され
るデジタル自動利得制御手段を設け、そのデジタル自動
利得制御手段よりの自動利得制御信号によって、第１及
び第２の自動利得制御手段の応答速度を制御するように
したので、直交周波数分割多重被変調信号のＳ／Ｎの低
下による、高速フーリエ変換手段よりの復調出力である
デジタル情報信号の歪みの発生を軽減することのできる
受信装置を得ることができる。
に直交関係にある複数のキャリアを用いて情報信号が変
調されてなる直交周波数分割多重被変調信号の受信信号
が供給される第１の自動利得制御手段と、その第１の自
動利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の
受信信号が供給される周波数変換手段と、その周波数変
換手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中間周波
信号が供給される第２の自動利得制御手段とを備えるフ
ロントエンド並びに、そのフロントエンドの第２の自動
利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中
間周波信号がＡ／Ｄ変換されるＡ／Ｄ変換手段と、その
Ａ／Ｄ変換手段よりのデジタル直交周波数分割多重被変
調信号が供給される時間同期信号発生手段と、デジタル
直交周波数分割多重被変調信号が供給される自動周波数
制御手段と、その自動周波数制御手段よりの自動周波数
制御された直交周波数分割多重被変調信号及び時間同期
信号発生手段よりの時間同期信号が供給される高速フー
リエ変換手段と、その高速フーリエ変換手段よりのデジ
タルレベル信号及びデジタル位相信号が供給される差動
復号手段とを備え、その差動復号手段よりデジタル情報
信号のデジタル差動位相信号が得られるようにした復調
装置を有する受信装置において、高速フーリエ変換手段
及び差動復号手段間に、デジタルレベル信号が供給され
るデジタル自動利得制御手段を設け、そのデジタル自動
利得制御手段よりの自動利得制御信号によって、第１及
び第２の自動利得制御手段の応答速度を制御するように
したので、直交周波数分割多重被変調信号のＳ／Ｎの低
下による、高速フーリエ変換手段よりの復調出力である
デジタル情報信号の歪みの発生を軽減することのできる
受信装置を得ることができる。
【００４７】第３の本発明によれば、周波数成分が互い
に直交関係にある複数のキャリアを用いて情報信号が変
調されてなる直交周波数分割多重被変調信号の受信信号
が供給される第１の自動利得制御手段と、その第１の自
動利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の
受信信号が供給される周波数変換手段と、その周波数変
換手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中間周波
信号が供給される第２の自動利得制御手段とを備えるフ
ロントエンド並びに、そのフロントエンドの第２の自動
利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中
間周波信号がＡ／Ｄ変換されるＡ／Ｄ変換手段と、その
Ａ／Ｄ変換手段よりのデジタル直交周波数分割多重被変
調信号が供給される時間同期信号発生手段と、デジタル
直交周波数分割多重被変調信号が供給される自動周波数
制御手段と、その自動周波数制御手段よりの自動周波数
制御された直交周波数分割多重被変調信号及び時間同期
信号発生手段よりの時間同期信号が供給される高速フー
リエ変換手段と、その高速フーリエ変換手段よりのデジ
タルレベル信号及びデジタル位相信号が供給される差動
復号手段とを備え、その差動復号手段よりデジタル情報
信号のデジタル差動位相信号が得られるようにした復調
装置を有する受信装置において、高速フーリエ変換手段
及び差動復号手段間に、デジタルレベル信号が供給され
るデジタル自動利得制御手段を設け、デジタルレベル信
号のレベルが所定基準レベル以下のときは、デジタル自
動利得制御手段よりの自動利得制御信号によって、第１
及び第２の自動利得制御手段の応答速度を低速に制御す
るようにしたので、直交周波数分割多重被変調信号のＳ
／Ｎの低下による、高速フーリエ変換手段よりの復調出
力であるデジタル情報信号の歪みの発生を軽減すること
のできる受信装置を得ることができる。受信装置を得る
ことができる。
に直交関係にある複数のキャリアを用いて情報信号が変
調されてなる直交周波数分割多重被変調信号の受信信号
が供給される第１の自動利得制御手段と、その第１の自
動利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の
受信信号が供給される周波数変換手段と、その周波数変
換手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中間周波
信号が供給される第２の自動利得制御手段とを備えるフ
ロントエンド並びに、そのフロントエンドの第２の自動
利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中
間周波信号がＡ／Ｄ変換されるＡ／Ｄ変換手段と、その
Ａ／Ｄ変換手段よりのデジタル直交周波数分割多重被変
調信号が供給される時間同期信号発生手段と、デジタル
直交周波数分割多重被変調信号が供給される自動周波数
制御手段と、その自動周波数制御手段よりの自動周波数
制御された直交周波数分割多重被変調信号及び時間同期
信号発生手段よりの時間同期信号が供給される高速フー
リエ変換手段と、その高速フーリエ変換手段よりのデジ
タルレベル信号及びデジタル位相信号が供給される差動
復号手段とを備え、その差動復号手段よりデジタル情報
信号のデジタル差動位相信号が得られるようにした復調
装置を有する受信装置において、高速フーリエ変換手段
及び差動復号手段間に、デジタルレベル信号が供給され
るデジタル自動利得制御手段を設け、デジタルレベル信
号のレベルが所定基準レベル以下のときは、デジタル自
動利得制御手段よりの自動利得制御信号によって、第１
及び第２の自動利得制御手段の応答速度を低速に制御す
るようにしたので、直交周波数分割多重被変調信号のＳ
／Ｎの低下による、高速フーリエ変換手段よりの復調出
力であるデジタル情報信号の歪みの発生を軽減すること
のできる受信装置を得ることができる。受信装置を得る
ことができる。
【００４８】第４の本発明によれば、周波数成分が互い
に直交関係にある複数のキャリアを用いて情報信号が変
調されてなる直交周波数分割多重被変調信号の受信信号
が供給される第１の自動利得制御手段と、その第１の自
動利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の
受信信号が供給される周波数変換手段と、その周波数変
換手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中間周波
信号が供給される第２の自動利得制御手段とを備えるフ
ロントエンド並びに、そのフロントエンドの第２の自動
利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中
間周波信号がＡ／Ｄ変換されるＡ／Ｄ変換手段と、その
Ａ／Ｄ変換手段よりのデジタル直交周波数分割多重被変
調信号が供給される時間同期信号発生手段と、デジタル
直交周波数分割多重被変調信号が供給される自動周波数
制御手段と、その自動周波数制御手段よりの自動周波数
制御された直交周波数分割多重被変調信号及び時間同期
信号発生手段よりの時間同期信号が供給される高速フー
リエ変換手段と、その高速フーリエ変換手段よりのデジ
タルレベル信号及びデジタル位相信号が供給される差動
復号手段とを備え、その差動復号手段よりデジタル情報
信号のデジタル差動位相信号が得られるようにした復調
装置を有する受信装置において、複数のキャリアのうち
の任意のキャリアのデジタル差動位相レベルに対し、そ
の任意のキャリアのデジタルレベルが所定基準レベル以
上のときは、その任意のキャリアの現在のデジタルレベ
ル、１シンボル周期前のデジタルレベル及び定数を掛け
算して出力し、その任意のキャリアのデジタルレベルが
所定基準レベル未満のときは、０レベルを掛け算して出
力する掛算手段を設けたので、直交周波数分割多重被変
調信号のＳ／Ｎの低下による、高速フーリエ変換手段よ
りの復調出力であるデジタル情報信号の歪みの発生を軽
減することができると共に、復調出力の信頼度を高くす
ることのできる受信装置を得ることができる。
に直交関係にある複数のキャリアを用いて情報信号が変
調されてなる直交周波数分割多重被変調信号の受信信号
が供給される第１の自動利得制御手段と、その第１の自
動利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の
受信信号が供給される周波数変換手段と、その周波数変
換手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中間周波
信号が供給される第２の自動利得制御手段とを備えるフ
ロントエンド並びに、そのフロントエンドの第２の自動
利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中
間周波信号がＡ／Ｄ変換されるＡ／Ｄ変換手段と、その
Ａ／Ｄ変換手段よりのデジタル直交周波数分割多重被変
調信号が供給される時間同期信号発生手段と、デジタル
直交周波数分割多重被変調信号が供給される自動周波数
制御手段と、その自動周波数制御手段よりの自動周波数
制御された直交周波数分割多重被変調信号及び時間同期
信号発生手段よりの時間同期信号が供給される高速フー
リエ変換手段と、その高速フーリエ変換手段よりのデジ
タルレベル信号及びデジタル位相信号が供給される差動
復号手段とを備え、その差動復号手段よりデジタル情報
信号のデジタル差動位相信号が得られるようにした復調
装置を有する受信装置において、複数のキャリアのうち
の任意のキャリアのデジタル差動位相レベルに対し、そ
の任意のキャリアのデジタルレベルが所定基準レベル以
上のときは、その任意のキャリアの現在のデジタルレベ
ル、１シンボル周期前のデジタルレベル及び定数を掛け
算して出力し、その任意のキャリアのデジタルレベルが
所定基準レベル未満のときは、０レベルを掛け算して出
力する掛算手段を設けたので、直交周波数分割多重被変
調信号のＳ／Ｎの低下による、高速フーリエ変換手段よ
りの復調出力であるデジタル情報信号の歪みの発生を軽
減することができると共に、復調出力の信頼度を高くす
ることのできる受信装置を得ることができる。
【図１】本発明の実施例のＤＡＢを示すブロックであ
る。
る。
【図２】信頼度の説明図である。
【図３】従来のＤＡＢ受信機の概略の回路構成を示すブ
ロック線図である。
ロック線図である。
【図４】従来のＤＡＢ受信機の詳細な回路構成を示すブ
ロック線図である。
ロック線図である。
【図５】モード１のフレームの構成を示す線図である。
３５ 高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路、３５ａ 高速
フーリエ変換器（ＦＦＴ）、３５ｂ 差動復号器、６１
デジタルＡＧＣ、６２ 可変利得増幅器、６３ 掛算
器。
フーリエ変換器（ＦＦＴ）、３５ｂ 差動復号器、６１
デジタルＡＧＣ、６２ 可変利得増幅器、６３ 掛算
器。
Claims (4)
- 【請求項１】 周波数成分が互いに直交関係にある複数
のキャリアを用いて情報信号が変調されてなる直交周波
数分割多重被変調信号の受信信号が供給される第１の自
動利得制御手段と、該第１の自動利得制御手段よりの直
交周波数分割多重被変調信号の受信信号が供給される周
波数変換手段と、該周波数変換手段よりの直交周波数分
割多重被変調信号の中間周波信号が供給される第２の自
動利得制御手段と、上記直交周波数分割多重被変調信号
のヌルシンボル期間を検出するヌル検出手段とを備える
フロントエンド並びに、 該フロントエンドの上記第２の自動利得制御手段よりの
直交周波数分割多重被変調信号の中間周波信号がＡ／Ｄ
変換されるＡ／Ｄ変換手段と、該Ａ／Ｄ変換手段よりの
デジタル直交周波数分割多重被変調信号が供給される時
間同期信号発生手段と、上記デジタル直交周波数分割多
重被変調信号が供給される自動周波数制御手段と、該自
動周波数制御手段よりの自動周波数制御された直交周波
数分割多重被変調信号及び上記時間同期信号発生手段よ
りの時間同期信号が供給される高速フーリエ変換手段と
を備え、該高速フーリエ変換手段よりデジタル情報信号
が得られるようにした復調装置を有する受信装置におい
て、 上記ヌル検出器によって上記ヌルシンボル期間が検出さ
れたときは、該ヌル検出器よりの検出出力によって、上
記第１及び第２の自動利得制御手段の応答速度を低速に
制御するようにしたことを特徴とする受信装置。 - 【請求項２】 周波数成分が互いに直交関係にある複数
のキャリアを用いて情報信号が変調されてなる直交周波
数分割多重被変調信号の受信信号が供給される第１の自
動利得制御手段と、該第１の自動利得制御手段よりの直
交周波数分割多重被変調信号の受信信号が供給される周
波数変換手段と、該周波数変換手段よりの直交周波数分
割多重被変調信号の中間周波信号が供給される第２の自
動利得制御手段とを備えるフロントエンド並びに、 該フロントエンドの上記第２の自動利得制御手段よりの
直交周波数分割多重被変調信号の中間周波信号がＡ／Ｄ
変換されるＡ／Ｄ変換手段と、該Ａ／Ｄ変換手段よりの
デジタル直交周波数分割多重被変調信号が供給される時
間同期信号発生手段と、上記デジタル直交周波数分割多
重被変調信号が供給される自動周波数制御手段と、該自
動周波数制御手段よりの自動周波数制御された直交周波
数分割多重被変調信号及び上記時間同期信号発生手段よ
りの時間同期信号が供給される高速フーリエ変換手段
と、該高速フーリエ変換手段よりのデジタルレベル信号
及びデジタル位相信号が供給される差動復号手段とを備
え、該差動復号手段よりデジタル情報信号のデジタル差
動位相信号が得られるようにした復調装置を有する受信
装置において、 上記高速フーリエ変換手段及び上記差動復号手段間に、
上記デジタルレベル信号が供給されるデジタル自動利得
制御手段を設け、 該デジタル自動利得制御手段よりの自動利得制御信号に
よって、上記第１及び第２の自動利得制御手段の応答速
度を制御するようにしたことを特徴とする受信装置。 - 【請求項３】 周波数成分が互いに直交関係にある複数
のキャリアを用いて情報信号が変調されてなる直交周波
数分割多重被変調信号の受信信号が供給される第１の自
動利得制御手段と、該第１の自動利得制御手段よりの直
交周波数分割多重被変調信号の受信信号が供給される周
波数変換手段と、該周波数変換手段よりの直交周波数分
割多重被変調信号の中間周波信号が供給される第２の自
動利得制御手段とを備えるフロントエンド並びに、 該フロントエンドの上記第２の自動利得制御手段よりの
直交周波数分割多重被変調信号の中間周波信号がＡ／Ｄ
変換されるＡ／Ｄ変換手段と、該Ａ／Ｄ変換手段よりの
デジタル直交周波数分割多重被変調信号が供給される時
間同期信号発生手段と、上記デジタル直交周波数分割多
重被変調信号が供給される自動周波数制御手段と、該自
動周波数制御手段よりの自動周波数制御された直交周波
数分割多重被変調信号及び上記時間同期信号発生手段よ
りの時間同期信号が供給される高速フーリエ変換手段
と、該高速フーリエ変換手段よりのデジタルレベル信号
及びデジタル位相信号が供給される差動復号手段とを備
え、該差動復号手段よりデジタル情報信号のデジタル差
動位相信号が得られるようにした復調装置を有する受信
装置において、 上記高速フーリエ変換手段及び上記差動復号手段間に、
上記デジタルレベル信号が供給されるデジタル自動利得
制御手段を設け、 上記デジタルレベル信号のレベルが所定基準レベル以下
のときは、上記デジタル自動利得制御手段よりの自動利
得制御信号によって、上記第１及び第２の自動利得制御
手段の応答速度を低速に制御するようにしたことを特徴
とする受信装置。 - 【請求項４】 周波数成分が互いに直交関係にある複数
のキャリアを用いて情報信号が変調されてなる直交周波
数分割多重被変調信号の受信信号が供給される第１の自
動利得制御手段と、該第１の自動利得制御手段よりの直
交周波数分割多重被変調信号の受信信号が供給される周
波数変換手段と、該周波数変換手段よりの直交周波数分
割多重被変調信号の中間周波信号が供給される第２の自
動利得制御手段とを備えるフロントエンド並びに、 該フロントエンドの上記第２の自動利得制御手段よりの
直交周波数分割多重被変調信号の中間周波信号がＡ／Ｄ
変換されるＡ／Ｄ変換手段と、該Ａ／Ｄ変換手段よりの
デジタル直交周波数分割多重被変調信号が供給される時
間同期信号発生手段と、上記デジタル直交周波数分割多
重被変調信号が供給される自動周波数制御手段と、該自
動周波数制御手段よりの自動周波数制御された直交周波
数分割多重被変調信号及び上記時間同期信号発生手段よ
りの時間同期信号が供給される高速フーリエ変換手段
と、該高速フーリエ変換手段よりのデジタルレベル信号
及びデジタル位相信号が供給される差動復号手段とを備
え、該差動復号手段よりデジタル情報信号のデジタル差
動位相信号が得られるようにした復調装置を有する受信
装置において、 複数のキャリアのうちの任意のキャリアのデジタル差動
位相レベルに対し、該任意のキャリアのデジタルレベル
が所定基準レベル以上のときは、該任意のキャリアの現
在のデジタルレベル及び１シンボル周期前のデジタルレ
ベルを掛け算して出力し、該任意のキャリアのデジタル
レベルが上記所定基準レベル未満のときは、０レベルを
掛け算して出力する掛算手段を設けたことを特徴とする
受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07566997A JP3750262B2 (ja) | 1997-03-27 | 1997-03-27 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07566997A JP3750262B2 (ja) | 1997-03-27 | 1997-03-27 | 受信装置 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10271088A true JPH10271088A (ja) | 1998-10-09 |
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