JPH10271880A - ブラシレスモータ駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 チョッパ制御の影響を受けることなく、セン
サレスでブラシレスモータを可変速運転することができ
るブラシレスモータ駆動回路を提供すること。 【解決手段】 ブラシレスモータ５１の回転による電機
子電流の変化は、電流検出回路４によって検出され、高
調波除去回路１３へ出力される。この回路１３では、か
かる電圧がチョッパ制御に同期して記憶され、略５．７
倍に増幅されて、第１低減回路５及び平均化回路６へ出
力される。この電圧は、第１低減回路５で略０．５倍に
低減され転流指令回路９へ出力される一方、平均化回路
６では平均化され、第２低減回路８によって略０．７倍
に低減された後に転流指令回路９へ出力される。第１低
減回路５の電圧が第２低減回路８の電圧より大となる
と、転流指令回路９によって電機子電流の第２の電流増
加領域の到来と判断され転流指令が出力され、計数回路
１１及び分配回路１２によりブラシレスモータ５１の転
流動作が行われる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】 本発明は、永久磁石界磁形
のブラシレスモータ駆動回路に関し、特に、界磁の磁極
位置センサを用いることなく、センサレスで可変速運転
することが可能なブラシレスモータ駆動回路に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】 従来、この種のブラシレスＤＣモータ
のセンサレス駆動回路は、回転駆動中のモータの電機子
巻線に生じる速度起電力と界磁の位置の相関に着目し
て、該速度起電力によりモータの転流タイミングを決定
していた。また、モータの始動時においては、同期モー
タあるいはステッピングモータとして、予め設定された
周波数と電圧とで強制転流し、界磁位置検出に充分な速
度起電力が発生する回転域まで負荷とのバランスを保ち
ながら徐々に加速するようにしていた。

【０００３】しかしながら、かかるモータ駆動回路にお
いては、モータ始動後の加速時間が必然的に長くなり、
しかも、低回転高トルクでの始動や運転が困難であっ
た。即ち、速度トルク特性の不安定さ故に急速な加速制
御が困難であるので、強制転流モード（いわゆる他制運
転）と、推定した位置情報のフィードバックによる同期
インバータ運転モード（いわゆる自制運転）との２モー
ドを有し、モータを含む動力系イナーシャや負荷トルク
とのバランスを維持しながら緩やかに加速せざるを得な
かったのである。また、転流タイミングは速度起電力に
よって決定されるが、この速度起電力はモータの電機子
巻線電圧を利用して検出せざるを得ず、高負荷トルク時
には、通電切替に伴う電機子電流の還流作用による転流
スパイク電圧が増大し、検出できる速度起電力情報に大
きな誤差が生じてしまう。その結果、界磁磁極位置の推
定結果に大きなエラーが生じて、適切な転流タイミング
を決定することができなかった。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】 そこで、本願出願人
は、特願平７−２０７６６５号に記載するブラシレスモ
ータのセンサレス駆動回路を発明した。かかるモータ駆
動回路は、図１（ａ）に示すようなモータ各相の電機子
電流波形を構成する４つの波形ブロックの各ブロックに
共通する波形的特徴に着目して、各相の通電領域の各ブ
ロックにあらわれる２つの顕著な電流増加領域４１，４
２のうち（図１（ｂ））、第２の電流増加領域４２を検
出して、これを転流時期の到来（転流タイミング）と決
定し、転流制御を行うものである。この第２の電流増加
領域４２の検出は、モータの電機子電流が、その電機子
電流の平均値の所定倍（例えば１．２倍）となったこと
を目安として検出するようにしている。

【０００５】ところで、ブラシレスモータの可変速運転
は、ＰＷＭ（パルス幅変調）チョッパ制御によりインバ
ータ回路のオンオフデューティ比を変更することによっ
て行われる。このチョッパ制御によりブラシレスモータ
にはチョッパ状の電圧が印加されるが、かかるチョッパ
状の電圧は電機子巻線のＬＲ直列インピーダンスによっ
て積分されるので、電機子電流はほぼ連続的に流され
る。しかし、キャリア成分の完全な除去までは行われな
いので、電機子電流は高調波成分を多く含む電流波形と
なってしまう。よって、この電流波形に基づいて転流タ
イミングを決定すると、高調波成分の影響により転流時
期を誤ってしまうという問題点があった。

【０００６】そこで、本願出願人は、上記の特願平７−
２０７６６５号の図２に図示されるように、コンデンサ
とリアクタンスで形成されたローパスフィルタ回路５ｆ
により電機子電流の高調波成分を除去し、その高調波成
分の除去された電機子電流と、電機子電流の平均値とに
基づいて、転流タイミングを決定するブラシレスモータ
駆動回路を発明した。

【０００７】しかしながら、かかるローパスフィルタを
使用した駆動回路では、高調波成分の除去とともに、電
機子電流の値がローパスフィルタにより平均化されてし
まうので、チョッパ制御のデューティ比が小さい場合に
は、検出される電機子電流の値も小さな値となってしま
う。よって、かかる場合には、電機子電流のわずかな変
化により第２の電流増加領域４２を検出しなければなら
ず、検出誤差が大きくなってしまうという問題点があっ
た。即ち、チョッパ制御のデューティ比が小さい場合に
は、わずかなノイズによっても、転流時期を誤ってしま
うという問題点があった。

【０００８】本発明は上述した問題点を解決するために
なされたものであり、チョッパ制御の影響を受けること
なく、センサレスでブラシレスモータを可変速運転する
ことができるブラシレスモータ駆動回路を提供すること
を目的としている。

【０００９】

【課題を解決するための手段】 この目的を達成するた
めに請求項１記載のブラシレスモータ駆動回路は、ブラ
シレスモータの複数相の電機子巻線に直流電圧を順次通
電するための複数のスイッチング素子を有するインバー
タ回路と、そのインバータ回路の複数のスイッチング素
子をオンオフさせて転流を行う通電制御回路と、その通
電制御回路によりオンされている前記インバータ回路の
スイッチング素子をチョッパ制御によってオンオフさせ
るチョッパ制御回路とを備え、前記チョッパ制御回路に
よるオンオフのデューティ比を変化させることにより前
記ブラシレスモータをセンサレスで可変速運転すること
が可能なものであり、更に、前記ブラシレスモータの電
機子巻線に流れる電流を電圧に変換して検出する電流検
出回路と、その電流検出回路の検出電圧を前記チョッパ
制御回路による前記インバータ回路のスイッチング素子
のオン動作に同期して記憶する高調波除去回路と、その
高調波除去回路の出力電圧を平均化する平均化回路と、
前記高調波除去回路の出力電圧が前記平均化回路の平均
化電圧の所定倍となった場合に、前記通電制御回路へ転
流指令を出力する転流指令回路とを備えている。

【００１０】ブラシレスモータが回転すると、モータの
界磁と通電中の電機子巻線との位置関係が変化する。こ
の変化にともなって、該電機子巻線に流れる電流値も変
化する。請求項１記載のブラシレスモータ駆動回路は、
かかる電機子電流の変化に着目して転流タイミングを決
定することにより、ブラシレスモータのセンサレス駆動
を可能にしている。具体的には、図１に示すように、ブ
ラシレスモータの駆動中に電機子巻線に通電を行うと、
その電機子巻線に流れる電流値は、２度にわたって顕著
な増加を見せる（４１，４２）。よって、この２度目の
顕著な電流増加領域４２を検出して転流タイミングを決
定するのである。

【００１１】即ち、この請求項１記載のブラシレスモー
タ駆動回路によれば、通電制御回路によりオンされてい
るインバータ回路のスイッチング素子は、チョッパ制御
回路によってチョッパ制御され、そのチョッパ制御によ
るオンの間、ブラシレスモータの電機子巻線に電流が流
される。この電機子電流は、電流検出回路により電圧変
換されて検出され、高調波除去回路へ出力される。高調
波除去回路では、チョッパ制御回路によるインバータ回
路のスイッチング素子のオン動作に同期して電流検出回
路の出力電圧が記憶され、その記憶電圧（或いは記憶電
圧の所定倍の電圧）が高調波除去回路から平均化回路及
び転流指令回路へ出力される。平均化回路では、かかる
高調波除去回路の出力電圧が平均化され、その平均化さ
れた電圧（或いは平均化された電圧の所定倍の電圧）が
転流指令回路へ出力される。転流指令回路では、高調波
除去回路の出力電圧と平均化回路の平均化電圧とが比較
される。比較の結果、高調波除去回路の出力電圧が平均
化回路の平均化電圧の所定倍となった場合には、ブラシ
レスモータの電機子巻線電流の２度目の顕著な電流増加
領域４２の到来と判断して、転流指令回路から通電制御
回路へ転流指令が出力される。この転流指令に基づい
て、通電制御回路によりインバータ回路のスイッチング
素子がオン又はオフされ、ブラシレスモータへの転流が
行われる。以上の動作が繰り返されることにより、ブラ
シレスモータがいわゆるセンサレスで駆動される。

【００１２】請求項２記載のブラシレスモータ駆動回路
は、請求項１記載のブラシレスモータ駆動回路におい
て、前記チョッパ制御回路による前記インバータ回路の
スイッチング素子のオンのデューティ比が所定値未満か
ら所定値以上になる毎に、前記ブラシレスモータが始動
トルクを発生させるために充分な値から時間の経過とと
もに逓減する転流目標電圧を前記平均化回路の平均化電
圧に代えて前記転流指令回路へ出力する始動補償回路を
備えている。

【００１３】請求項３記載のブラシレスモータ駆動回路
は、請求項２記載のブラシレスモータ駆動回路におい
て、前記始動補償回路および前記平均化回路は少なくと
も一部が一体に構成されている。

【００１４】請求項４記載のブラシレスモータ駆動回路
は、請求項１から３のいずれかに記載のブラシレスモー
タ駆動回路において、前記転流指令回路から出力される
転流指令毎に、その転流指令回路へ出力される前記高調
波除去回路の出力電圧を擬制リセットするゼロリセット
回路を備えている。

【００１５】この請求項４記載のブラシレスモータ駆動
回路によれば、請求項１から３のいずれかに記載のブラ
シレスモータ駆動回路と同様に作用する上、高調波除去
回路の出力電圧が平均化回路の平均化電圧の所定倍以上
となると、転流指令回路から転流指令が出力される。こ
の転流指令がゼロリセット回路に入力されると、ゼロリ
セット回路により高調波除去回路の出力電圧が擬制リセ
ットされる。よって、転流指令毎に、高調波除去回路の
出力電圧が平均化回路の平均化電圧の所定倍より確実に
小さくされ、転流指令が確実にリセットされる。

【００１６】

【発明の実施の形態】 以下、本発明の好ましい実施例
について、添付図面を参照して説明する。なお、本実施
例におけるブラシレスモータ駆動回路の動作原理につい
ては、特願平７−２０７６６５号に記載されているの
で、その説明は省略する。

【００１７】図２は、本実施例のセンサレスＤＣブラシ
レスモータ駆動回路１の回路図である。このモータ駆動
回路１は、室内ファン用の小型ＰＭブラシレスモータ等
の可変速運転可能なセンサレス駆動回路として使用され
る。駆動対象のブラシレスモータ５１は、永久磁石の界
磁を回転子とし、３相の電機子巻線を固定子とした、表
面磁石形のブラシレスモータである。なお、界磁を固定
子に電機子巻線を回転子にしたスリップリング付きモー
タや、埋め込み磁石形のブラシレスモータに、このモー
タ駆動回路１を用いることも可能である。

【００１８】モータ駆動回路１の補助電源回路２は、３
０ボルトの直流電源５０から安定した１０ボルトの電圧
を生成し出力する回路である。補助電源回路２で生成さ
れた１０ボルトの電圧は、始動補償回路７や転流指令回
路９、ＰＷＭチョッパ制御回路１４などの各回路へ、駆
動電圧として供給される。

【００１９】インバータ回路３は、ブラシレスモータ５
１の３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の電機子巻線に、３０ボ
ルトの直流電圧を順次通電切替するための回路である。
インバータ回路３の直流電源５０のプラス側入力端Ｐに
は、上アームトランジスタとしての３つのＰ−ＭＯＳ電
界効果トランジスタＱｕ，Ｑｖ，Ｑｗのソース端子が接
続され、直流電源５０のグランド側入力端Ｎには、下ア
ームトランジスタとしての３つのＮ−ＭＯＳ電界効果ト
ランジスタＱｘ，Ｑｙ，Ｑｚのソース端子が接続され
て、これらにより３相の電機子巻線に対応した３つのア
ームが形成されている。

【００２０】上アームトランジスタＱｕ〜Ｑｗは、ゲー
ト端子が１０ｋΩの抵抗Ｒｕ１〜Ｒｗ１を介して分配回
路１２の各出力ｕ〜ｗとそれぞれ接続されており、分配
回路１２の出力ｕ〜ｗに応じてオンオフされるように構
成されている（図３（ｂ）参照）。また、上アームトラ
ンジスタＱｕ〜Ｑｗのゲート・ソース間には、保護及び
ゲート電圧のフローティング防止用の４７ｋΩの抵抗Ｒ
ｕ２〜Ｒｗ２と、下アームトランジスタＱｘ〜Ｑｚのチ
ョッパ制御によるオン時に、その下アームトランジスタ
Ｑｘ〜Ｑｚに対応する上アームトランジスタＱｕ〜Ｑｗ
が、下アームトランジスタＱｘ〜Ｑｚと同時にオンする
ことを防止するための短絡防止用のコンデンサ（１００
０ｐＦ）Ｃｕ〜Ｃｗとが、それぞれ接続されている。

【００２１】一方、下アームトランジスタＱｘ〜Ｑｚの
ゲート端子は、１ｋΩの抵抗Ｒｘ１〜Ｒｚ１を介して分
配回路１２の各出力ｘ〜ｚとそれぞれ接続されるととも
に、チョッパドライバとしてのインバータＩｘ〜Ｉｚを
介してＰＷＭチョッパ制御回路１４の出力端に接続され
ている。インバータＩｘ〜Ｉｚは、エミッタ端子を直流
電源５０のグランド側入力端Ｎに接続した（即ち、回路
接地した）オープンコレクタ形のＮＰＮ形デジタルトラ
ンジスタで構成されている。このため各下アームトラン
ジスタＱｘ〜Ｑｚは、分配回路１２の出力ｘ〜ｚとＰＷ
Ｍチョッパ制御回路１４の出力とに応じてオンオフされ
る。

【００２２】具体的には、分配回路１２の出力ｘ〜ｚか
らハイ信号が出力され、かつ、ＰＷＭチョッパ制御回路
１４からロウ信号が出力されることによりインバータＩ
ｘ〜Ｉｚからハイ信号が出力された場合に、下アームト
ランジスタＱｘ〜Ｑｚはオンされる。即ち、図３（ｂ）
に図示するように、下アームトランジスタＱｘ〜Ｑｚ
が、ＰＷＭチョッパ制御回路１４の出力に応じてチョッ
パ制御されるのである。

【００２３】なお、下アームトランジスタＱｘ〜Ｑｚの
ゲート・ソース間には、保護及びゲート電圧のフローテ
ィング防止用の５．６ｋΩの抵抗Ｒｘ２〜Ｒｚ２がそれ
ぞれ接続されている。また、各アームトランジスタＱｕ
〜Ｑｚのソース・ドレイン間には、各アームトランジス
タＱｕ〜Ｑｚのオンオフ時に、ブラシレスモータ５１の
電機子巻線に生じる逆起電力作用に起因する電流を還流
させるためのフリーホイールダイオードＤｕ〜Ｄｚが、
それぞれ逆並列に接続されている。

【００２４】電流検出回路４は、ブラシレスモータ５１
の電機子巻線に流れる電流を電圧に変換して、高調波除
去回路１３へ出力するための回路である。この電流検出
回路４は、直流電源５０のグランド側入力端Ｎとインバ
ータ回路２との間に挿入された０．１Ω（２Ｗ）のシャ
ント抵抗Ｒｓから構成されている。ブラシレスモータ５
１の３相の電機子電流は、フリーホイールダイオードＤ
ｕ〜Ｄｚへの還流電流を除いて、全てこのシャント抵抗
Ｒｓにより電圧変換される。なお、図３（ｃ）には、ブ
ラシレスモータ５１の通常運転時における電流検出回路
４の出力電圧波形が図示されている。

【００２５】高調波除去回路１３は、ＰＷＭチョッパ制
御回路１４によるチョッパ制御に同期して、インバータ
回路３の下アームトランジスタＱｘ〜Ｑｚがオンされて
いる間の電流検出回路４の出力電圧を記憶し、第１低減
回路５及び平均化回路６へ出力するための回路である。
即ち、チョッパ制御による高調波成分を除去して、電流
検出回路４の出力電圧を第１低減回路５及び平均化回路
６へ出力するのである。高調波除去回路１３は、アナロ
グスイッチＡＳ１と、コンデンサＣ１と、そのコンデン
サＣ１と共にＲＣローパスフィルタとして機能する抵抗
Ｒ３と、抵抗Ｒ４，Ｒ５及びオペアンプＯＰ１で構成さ
れた非反転増幅器とを備えている。

【００２６】アナログスイッチＡＳ１の一方のチャネル
端子は、５５０Ωの抵抗Ｒ３を介して、電流検出回路４
の出力端に接続され、他方のチャネル端子は、一端が回
路接地された０．１μＦのコンデンサＣ１に接続されて
いる。また、アナログスイッチＡＳ１のゲートは、イン
バータＩａを介してＰＷＭチョッパ制御回路１４の出力
端に接続されており、ＰＷＭチョッパ制御回路１４から
ロウ信号が出力されている間（チョッパ制御によりイン
バータ回路３の下アームトランジスタＱｘ〜Ｑｚがオン
されている間）、アナログスイッチＡＳ１がオンされる
ように構成されている。よって、電流検出回路４の出力
電圧は、ＰＷＭチョッパ制御回路１４による下アームト
ランジスタＱｘ〜Ｑｚのオン動作に同期して、コンデン
サＣ１に記憶される。従って、抵抗Ｒ３及びコンデンサ
Ｃ１により構成されるＲＣローパスフィルタ効果と相ま
って、チョッパ制御による高調波成分の除去された電流
検出回路４の出力電圧が、コンデンサＣ１に記憶される
のである。

【００２７】なお、インバータＩａは、エミッタ接地さ
れたオープンコレクタ形のＮＰＮ形デジタルトランジス
タで構成されており、１ｋΩのプルアップ抵抗Ｒ６を介
して、補助電源回路２の１０ボルト出力に接続されてい
る。

【００２８】コンデンサＣ１の非接地端は、オペアンプ
ＯＰ１の非反転入力端に接続されている。このオペアン
プＯＰ１は、抵抗Ｒ４，Ｒ５と共に、非反転増幅器を構
成している。抵抗Ｒ４の抵抗値は４７ｋΩであり、抵抗
Ｒ５の抵抗値は１０ｋΩである。よって、コンデンサＣ
１の出力は、非反転増幅器ＯＰ１，Ｒ４，Ｒ５により略
５．７倍に増幅されて、その出力端に接続された第１低
減回路５及び平均化回路６へ出力される。即ち、電流検
出回路４の出力電圧は、高調波除去回路１３により、高
調波成分を除去された後、略５．７倍に増幅されて、第
１低減回路５及び平均化回路６へ出力される。図３
（ｄ）に、この高調波除去回路１３の出力電圧が図示さ
れている。

【００２９】なお、非反転増幅器ＯＰ１，Ｒ４，Ｒ５
は、電流検出回路４のシャント抵抗Ｒｓの抵抗値を大き
くすることにより、削除することができる。例えば、シ
ャント抵抗Ｒｓの抵抗値を、現状の０．１Ωから１Ωに
１０倍にすると、電流検出回路４の出力電圧も１０倍に
なる。よって、かかる場合には、非反転増幅器ＯＰ１，
Ｒ４，Ｒ５を介すことなく、コンデンサＣ１の出力を第
１低減回路５及び平均化回路６へ出力しても良い。本実
施例では、シャント抵抗Ｒｓの温度上昇を抑えるため
に、抵抗値の小さい抵抗Ｒｓを使用している。

【００３０】第１低減回路５は、高調波除去回路１４の
出力電圧を１／２倍に低減（０．５倍に分圧）して、転
流指令回路９へ出力するための回路であり、１０ｋΩの
２つの抵抗Ｒ１５，Ｒ１６と、１８０ｐＦのコンデンサ
Ｃ６とから構成されている。抵抗Ｒ１６の一端は高調波
除去回路１３の出力端に接続され、その他端は回路接地
されたコンデンサＣ６の一端に接続されて、ＲＣローパ
スフィルタを構成している。このＲＣローパスフィルタ
により、チョッパ制御に伴って発生する静電移行（誘
導）ノイズや電磁ノイズの他、高調波除去回路１３で除
去しきれなかった高調波成分が除去される。また、抵抗
Ｒ１６の他端には、転流指令回路９のコンパレータＣＰ
１の非反転入力端と、もう一つの抵抗Ｒ１５の一端とが
接続されている。抵抗Ｒ１５の他端は回路接地されてお
り、２つの抵抗Ｒ１５，Ｒ１６の抵抗値は共に１０ｋΩ
であるので、高調波除去回路１３の出力電圧は、両抵抗
Ｒ１５，Ｒ１６により、１／２倍に低減されて転流指令
回路９へ出力される。即ち、この第１低減回路５の出力
電圧は、電流検出回路４で検出された電機子巻線電流の
瞬時値情報である。

【００３１】平均化回路６は、高調波除去回路１３の出
力電圧を平均化して、第２低減回路８へ出力するための
回路である。高調波除去回路１３の出力端に接続された
１０ｋΩの抵抗Ｒ１３と、その抵抗Ｒ１３の他端にマイ
ナス側端子が接続された１００μＦの電解コンデンサＣ
４との積分回路で構成されている。また、コンデンサＣ
４のプラス側端子は、回路接地された１ｋΩの抵抗Ｒ１
２に接続されている。この平均化回路６は、後述する始
動補償回路７と一部の構成を共有しており、これにより
回路コストの低減が図られている。

【００３２】始動補償回路７は、ブラシレスモータ５１
の始動時に、そのブラシレスモータ５１が充分な始動ト
ルクを発生できるようにするため、平均化回路６の出力
に代わって、転流目標電圧を転流指令回路９へ出力する
ための回路である。この始動補償回路７は、ＰＷＭチョ
ッパ制御回路１４と連動して動作する。即ち、ＰＷＭチ
ョッパ制御回路１４によるチョッパ制御のデューティ比
が、所定値未満の小さい値から所定値以上に上げられた
場合に、例えば、デューティ比が３％未満から３％以上
にされた場合に、転流目標電圧を転流指令回路９へ出力
するのである。

【００３３】始動補償回路７は、ＰＷＭチョッパ制御回
路１４の出力端にカソード接続されたダイオードＤ１を
備えており、そのダイオードＤ１のアノードは、９ボル
トのツェナーダイオードＺＤのアノードに接続されてい
る。ツェナーダイオードＺＤのカソードは、０．１μＦ
のコンデンサＣ３、及び、５６ｋΩの抵抗Ｒ１１の一端
と、トランジスタＱ１のベース端子とに接続されてい
る。トランジスタＱ１のエミッタ端子は、コンデンサＣ
３及び抵抗Ｒ１１の他端と、補助電源回路２の１０ボル
ト出力とに接続されている。また、トランジスタＱ１の
コレクタ端子は、回路接地された１ｋΩの抵抗Ｒ１２
と、１００μＦの電解コンデンサＣ４のプラス側端子に
接続されており、その電解コンデンサＣ４のマイナス側
端子は、他端が回路接地された１００ｋΩの可変抵抗Ｖ
Ｒ２と、１０ｋΩの抵抗Ｒ１３の一端とに接続されてい
る。

【００３４】可変抵抗ＶＲ２は始動補償回路７の一部を
構成する一方、それ自体で、平均化回路６及び始動補償
回路７の出力電圧を低減する第２低減回路８を構成して
いる。可変抵抗ＶＲ２の摺動子端は第２低減回路８の出
力端として転流指令回路９のコンパレータＣＰ１の反転
入力端に接続されている。このように始動補償回路７
は、第２低減回路８を内包し、かつ、平均化回路６の一
部（Ｃ４，Ｒ１２）を共有して構成されるので、その
分、回路コストを安価にすることができる。

【００３５】なお、可変抵抗ＶＲ２の摺動子位置を調整
することにより、平均化回路６及び始動補償回路７の出
力電圧の低減率を変更することができる。よって、当然
のことながら、かかる摺動子位置を調整することによ
り、使用状況に合わせて、即ち、ブラシレスモータ５１
の常用運転領域で最もモータ効率が向上するように、ブ
ラシレスモータ駆動回路１をチューニングすることがで
きるのである。本実施例では、第２低減回路８により平
均化回路６及び始動補償回路７の出力電圧が０．７倍に
低減（分圧）されるように、可変抵抗ＶＲ２の摺動子位
置が調節されているものとする。

【００３６】ここで、図４及び図５を参照して、始動補
償回路７の動作を説明する。ＰＷＭチョッパ制御回路１
４の可変抵抗ＶＲ４の分圧比が、例えば、３％未満にさ
れている場合には（図４（ａ）Ａ）、そのＰＷＭチョッ
パ制御回路１４のロウ出力のデューティ比も３％未満に
なっている（図４（ｂ）Ａ）。デューティ比が３％未満
のチョッパパルスは、始動補償回路７に入力されても、
ローパスフィルタを構成するコンデンサＣ３により抑圧
され、トランジスタＱ１のベース電圧を９．４ボルト以
下に下げることができない（図４（ｃ）Ａ）。よって、
トランジスタＱ１をオンさせることができないので（図
４（ｄ）Ａ）、ＰＷＭチョッパ制御回路１４のロウ出力
のデューティ比が３％未満の状態では、始動補償回路７
からの出力電圧は０ボルトとなっている（図４（ｅ）
Ａ）。

【００３７】かかる状態からＰＷＭチョッパ制御回路１
４の可変抵抗ＶＲ４の分圧比が、例えば、３％以上に上
げられると（図４（ａ）Ｂ）、ＰＷＭチョッパ制御回路
１４のロウ出力のデューティ比も３％以上に上昇する
（図４（ｂ）Ｂ）。すると、始動補償回路７のコンデン
サＣ３の放電が充電に追従できなくなって、トランジス
タＱ１のベース電圧が９．４ボルト以下に下げられ（図
４（ｃ）Ｂ）、トランジスタＱ１がオンされる（図４
（ｄ）Ｂ）。

【００３８】トランジスタＱ１がオンされると、コンデ
ンサＣ４及び可変抵抗ＶＲ２で構成される微分回路に１
０ボルトの電圧が印加されるので、その可変抵抗ＶＲ２
の摺動子端から転流指令回路９へ、時間の経過とともに
徐々に逓減する微分パルス状の電圧波が出力される（図
４（ｅ）Ｂ）。これにより、ブラシレスモータ５１の始
動時の転流目標電圧が高く設定され、ブラシレスモータ
５１の始動時に始動トルクを発生させるために充分な電
機子電流が流されて（図４（ｆ）Ｂ）、ブラシレスモー
タ５１が的確に始動される。

【００３９】一方、ＰＷＭチョッパ制御回路１４の可変
抵抗ＶＲ４の分圧比が下げられると、ＰＷＭチョッパ制
御回路１４のロウ出力のデューティ比の下降とともに、
ブラシレスモータ５１へ印加される電圧の実効の値も下
降し、ブラシレスモータ５１の回転速度が減速されてい
く。そして、可変抵抗ＶＲ４の分圧比が３％未満に下げ
られると（図５（ａ）Ａ）、ＰＷＭチョッパ制御回路１
４のロウ出力のデューティ比も３％未満に下降し（図５
（ｂ）Ａ）、始動補償回路７のコンデンサＣ３の充電が
放電に追従できなくなって、トランジスタＱ１のベース
電圧が９．４ボルト以上に上昇して（図５（ｃ）Ａ）、
トランジスタＱ１がオフされる（図５（ｄ）Ａ）。トラ
ンジスタＱ１がオフされると、コンデンサＣ４に充電さ
れた電荷は、抵抗Ｒ１５，Ｒ１６，Ｒ１３（合計３０ｋ
Ω）及びＲ１２（１ｋΩ）を介して放電され、初期状態
に復帰する。

【００４０】この状態から、再度、ＰＷＭチョッパ制御
回路１４の可変抵抗ＶＲ４の分圧比が３％以上に上げら
れると（図５（ａ）Ｂ）、ＰＷＭチョッパ制御回路１４
のロウ出力のデューティ比も３％以上に上昇し（図５
（ｂ）Ｂ）、トランジスタＱ１のベース電圧が９．４ボ
ルト以下に下げられ（図５（ｃ）Ｂ）、トランジスタＱ
１がオンされる（図５（ｄ）Ｂ）。このトランジスタＱ
１のオンにより、放電されたコンデンサＣ４が再度充電
されるまで、始動補償回路７から微分パルス状の電圧波
が再び出力される（図５（ｅ）Ｂ）。

【００４１】このように始動補償回路７では、ＰＷＭチ
ョッパ制御回路１４の可変抵抗ＶＲ４の分圧比が所定値
未満（例えば、３％未満）に下げられて、駆動中のブラ
シレスモータ５１が一旦停止したり、若しくは、低速回
転になったとしても、再度、可変抵抗ＶＲ４の分圧比が
所定値以上（例えば、３％以上）に上げられると、始動
補償回路７からブラシレスモーら５１の始動に充分な転
流目標電圧が出力されて、ブラシレスモータ５１が的確
に始動される。即ち、始動補償回路７は、ＰＷＭチョッ
パ制御回路１４に連動して動作するのである。

【００４２】転流指令回路９は、ブラシレスモータ５１
の転流指令を計数回路１１、及び、ゼロリセット回路１
０へ出力するための回路である。この転流指令回路９
は、コンパレータＣＰ１と、単安定マルチバイブレータ
ＭＭと、その単安定マルチバイブレータＭＭから出力さ
れるワンショットパルス（転流指令５６）のパルス幅を
設定するための０．１μＦのコンデンサＣ５及び１００
ｋΩの可変抵抗ＶＲ３とを備えている。コンパレータＣ
Ｐ１の非反転入力端は第１低減回路５の出力端と接続さ
れ、反転入力端は第２低減回路８の出力端である可変抵
抗ＶＲ２の摺動子端と接続されている。また、コンパレ
ータＣＰ１の出力端は単安定マルチバイブレータＭＭの
入力端Ａに接続され、単安定マルチバイブレータＭＭの
出力端Ｑは、計数回路１１の入力端ＣＫと、ゼロリセッ
ト回路１０のアナログスイッチＡＳ３のゲートとに接続
されている。

【００４３】転流指令回路９では、コンパレータＣＰ１
によって、第１低減回路５の出力電圧と第２低減回路８
の出力電圧との大小が比較される。比較の結果、第１低
減回路５の出力電圧が第２低減回路８の出力電圧より大
きくなると、図３（ｅ）に図示するように、コンパレー
タＣＰ１の出力端からハイ信号５５が単安定マルチバイ
ブレータＭＭの入力端Ａへ出力される。この結果、図３
（ｆ）に図示するように、単安定マルチバイブレータＭ
Ｍの出力端Ｑから計数回路１１へ、ワンショットのハイ
信号（転流指令５６）が出力される。なお、この転流指
令５６は、ゼロリセット回路１０のアナログスイッチＡ
Ｓ３のゲートへも出力され、ハイの間、そのアナログス
イッチＡＳ３をオン状態にする。

【００４４】ゼロリセット回路１０は、転流指令回路９
から出力される転流指令５６毎に、第１低減回路５の出
力電圧を０ボルトに擬制リセットするための回路であ
り、アナログスイッチＡＳ３により構成されている。ア
ナログスイッチＡＳ３の一方のチャネル端子は、第１低
減回路５の出力端と転流指令回路９のコンパレータＣＰ
１の非反転入力端とに接続されている。一方、アナログ
スイッチＡＳ３の他方のチャネル端子は回路接地されて
おり、アナログスイッチＡＳ３のゲートは転流指令回路
９の出力端と接続されている。このため転流指令回路９
からハイの転流指令５６が出力されると、その転流指令
５６によって、アナログスイッチＡＳ３がオンされて、
第１低減回路５の出力電圧が０ボルトに擬制リセットさ
れる。

【００４５】計数回路１１は、転流指令回路９から出力
される転流指令５６の立ち上がり毎にカウントされる６
進カウンタＣＴ（ＴＣ４０１７とクリア回路よりなる）
により構成されている。カウンタＣＴの入力端ＣＫに
は、転流指令回路９の出力端が接続されており、カウン
タＣＴの出力端０〜５は、分配回路１２の各オアゲート
ＯＲｕ〜ＯＲｚに、カウンタＣＴの出力端６〜９は、ダ
イオードＤ５〜Ｄ８を介してクリア端子ＣＬＲに、それ
ぞれ接続されている。なお、クリア端子ＣＬＲには、他
端が回路接地されたノイズ防止用のコンデンサＣ７およ
びプルダウン抵抗Ｒ１７が接続されている。転流指令回
路９からカウンタＣＴの入力端ＣＫへ立ち上がり信号が
入力されると、かかる信号の入力毎に、出力端０、出力
端１、・・・、出力端５、出力端０の順に、カウンタＣ
Ｔからハイ信号が出力される。

【００４６】分配回路１２は、計数回路１１からの出力
をインバータ回路３へ分配して出力するための回路であ
り、６個のオアゲートＯＲｕ〜ＯＲｚと、３個のインバ
ータＩｕ〜Ｉｗとを備えている。各インバータＩｕ〜Ｉ
ｗは、エミッタ端子を回路接地したオープンコレクタ形
のＮＰＮ形デジタルトランジスタで構成され、高耐圧と
されている。なお、各インバータＩｕ〜Ｉｗを、デジタ
ルトランジスタに代えて、ソース端子を回路接地したＮ
−ＭＯＳ電界効果トランジスタで構成するようにしても
良い。また、必要に応じてフォトカプラなどを用いて構
成しても良い。

【００４７】分配回路１２のオアゲートＯＲｕの入力端
は、カウンタＣＴの出力端０，１と接続され、その出力
端はインバータＩｕの入力端に接続されている。オアゲ
ートＯＲｖの入力端は、カウンタＣＴの出力端２，３と
接続され、その出力端はインバータＩｖの入力端に接続
されている。オアゲートＯＲｗの入力端は、カウンタＣ
Ｔの出力端４，５と接続され、その出力端はインバータ
Ｉｗの入力端に接続されている。オアゲートＯＲｘの入
力端はカウンタＣＴの出力端３，４と接続され、オアゲ
ートＯＲｙの入力端はカウンタＣＴの出力端５，０と接
続され、更に、オアゲートＯＲｚの入力端はカウンタＣ
Ｔの出力端１，２と接続されている。インバータＩｕ〜
ＩｗおよびオアゲートＯＲｘ〜ＯＲｚの出力端は、イン
バータ回路３の各電界効果トランジスタＱｕ〜Ｑｚのゲ
ート端子に接続された抵抗Ｒ１ｕ〜Ｒ１ｚに接続されて
いる。図６は、かかる分配回路１２の入出力の関係と、
その関係に対応したブラシレスモータ５１の３相（Ｕ
相、Ｖ相、Ｚ相）の電機子巻線に流れる電流方向を示し
ている。

【００４８】ＰＷＭチョッパ制御回路１４は、チョッパ
状の矩形波をインバータ回路３の下アームトランジスタ
Ｑｘ〜Ｑｚへ出力して、ブラシレスモータ５１をチョッ
パ制御するための回路である。ＰＷＭチョッパ制御回路
１４から出力される矩形波のデューティ比を変更（制
御）することにより、ブラシレスモータ５１に印加され
る実効の電圧が変更（制御）され、ブラシレスモータ５
１の可変速運転が行われるのである。

【００４９】このＰＷＭチョッパ制御回路１４は、コン
パレータＣＰ２を備えており、そのコンパレータＣＰ２
の非反転入力端には、１００ｋΩの抵抗Ｒ１９と、２２
０ｋΩの抵抗Ｒ２０と、ダイオードＤ９のアノードとが
接続されている。抵抗Ｒ２０の他端は回路接地され、抵
抗Ｒ１９の他端は、補助電源回路２の１０ボルト出力に
接続されている。また、ダイオードＤ９のカソードは、
他端が補助電源回路２の１０ボルト出力に接続された１
ｋΩの抵抗Ｒ１８と、コンパレータＣＰ２の出力端と、
８２ｋΩの抵抗Ｒ２１と、ダイオードＤ１０のカソード
とに接続されている。抵抗Ｒ２１の他端及びダイオード
Ｄ１０のアノードは、回路接地された１８０ｐＦのコン
デンサＣ８、及び、コンパレータＣＰ２の反転入力端に
接続されている。

【００５０】コンパレータＣＰ２の反転入力端は、この
他に、コンパレータＣＰ３の非反転入力端に接続されて
いる。一方、コンパレータＣＰ３の反転入力端は、マイ
ナス側端子が回路接地された１０μＦの電解コンデンサ
Ｃ９のプラス側端子と、１０ｋΩの抵抗Ｒ２２に接続さ
れている。抵抗Ｒ２２の他端は、５ｋΩの可変抵抗ＶＲ
４の摺動子に接続され、可変抵抗ＶＲ４の一端は、他端
が補助電源回路２の１０ボルト出力に接続された２．２
ｋΩの抵抗Ｒ２３に接続され、その他端は、回路接地さ
れた５６０Ωの抵抗Ｒ２４に接続されている。

【００５１】更に、コンパレータＣＰ３の出力端は、１
ｋΩのプルアップ抵抗Ｒ２５を介して補助電源回路２の
１０ボルト出力に接続されるとともに、ＰＷＭチョッパ
制御回路１４の出力端として、インバータＩａ，Ｉｘ〜
Ｉｚの入力端と、始動補償回路７の入力端とに接続され
ている。

【００５２】このＰＷＭチョッパ制御回路１４からは、
約２０ｋＨｚの矩形波が出力される。その矩形波のデュ
ーティ比は、可変抵抗ＶＲ４の摺動子位置を変更するこ
とにより変更される。なお、可変抵抗ＶＲ４の摺動子位
置が急変された場合にも、コンデンサＣ９の作用によっ
て、ＰＷＭチョッパ制御回路１４から出力される矩形波
のデューティ比は、急変することなく、徐々に変更され
ていく。従って、かかる摺動子位置の急変時において
も、ブラシレスモータ５１の回転速度は徐々に変更され
て、円滑に駆動されるのである。

【００５３】次に、上記のように構成されたブラシレス
モータ駆動回路１の動作を説明する。直流電源５０から
３０ボルトの直流電圧が印加されると、補助電源回路２
から各回路へ１０ボルトの安定化した電圧が供給され
る。補助電源回路２から１０ボルトの駆動電圧をうけた
計数回路１１は、出力端０〜５から例えば「１００００
０」の信号を分配回路１２に対して出力する。これをう
けた分配回路１２は、「ｕｖｗｘｙｚ」の出力として
「０１１０１０」をインバータ回路３へ出力する（図６
参照）。インバータ回路３では、かかる信号により、上
アームトランジスタＱｕがオンされるとともに、下アー
ムトランジスタＱｙがＰＷＭチョッパ制御回路１４から
出力されるチョッパ状の矩形波に基づいてオンオフされ
る。この結果、ブラシレスモータ５１の電機子巻線のＵ
相からＶ相へ電機子電流が流れ、ブラシレスモータ５１
の駆動が開始される。なお、この電機子電流は、下アー
ムトランジスタＱｙがオンの時に増加し、オフの時に減
少する略三角波状の脈動（高調波成分）を伴ったものと
なる。

【００５４】ブラシレスモータ５１に流された電機子電
流は、電流検出回路４のシャント抵抗Ｒｓによって検出
され、電圧変換されて、高調波除去回路１３へ出力され
る。この電流検出回路４の出力電圧は、高調波除去回路
１３によって、ＰＷＭチョッパ制御回路１４の出力に同
期して、インバータ回路３の下アームトランジスタＱｙ
がオンされている間に、コンデンサＣ１に記憶される。
このようにチョッパ制御に同期して電流検出回路４の出
力電圧を記憶することにより、チョッパ制御による高調
波成分が除去される。コンデンサＣ１に記憶された電流
検出回路４の出力電圧は略５．７倍に増幅され、その
後、抵抗Ｒ１６及びコンデンサＣ６で構成されるＲＣロ
ーパスフィルタを介しつつ、第１低減回路５により１／
２倍に低減（０．５倍に分圧）され、転流指令回路９の
コンパレータＣＰ１の非反転入力端へ出力される。

【００５５】一方、始動補償回路７では、ＰＷＭチョッ
パ制御回路１４から出力される矩形波のロウ出力のデュ
ーティ比が所定値以上（例えば、３％以上）に達すると
（図４（ｂ）Ｂ）、トランジスタＱ１がオンされる（図
４（ｄ）Ｂ）。このトランジスタＱ１のオンにより、コ
ンデンサＣ４及び可変抵抗ＶＲ２より構成される微分回
路が作動して、徐々に下降する微分パルス状の電圧が、
始動補償回路７（第２低減回路８）から転流指令回路９
のコンパレータＣＰ１の反転入力端へ出力される（図４
（ｅ）Ｂ）。

【００５６】転流指令回路９では、コンパレータＣＰ１
により、第１低減回路５の出力電圧と第２低減回路８の
出力電圧とが比較される。比較の結果、第１低減回路５
の出力電圧が第２低減回路８の出力電圧より大きくなる
まで、転流指令５６の出力が待機される。転流指令５６
の出力が待機される間、電機子巻線の同じ相（例えば、
Ｕ相からＶ相）への通電が継続されるので、ブラシレス
モータ５１へ始動トルクを発生させるために充分な電機
子電流が供給され、ブラシレスモータ５１の界磁回転子
が徐々に回転を開始する。

【００５７】界磁の回転にともなって、ブラシレスモー
タ５１の電機子電流値は変化する。電機子電流値の変化
は、電流検出回路４のシャント抵抗Ｒｓによって検出さ
れ、ＰＷＭチョッパ制御回路１４の出力に同期して、高
調波除去回路１３に記憶される。記憶された電流検出回
路４の出力電圧は、高調波除去回路１３内にて略５．７
倍に増幅され、その後更に、第１低減回路５によって１
／２倍に低減（０．５倍に分圧）されて、転流指令回路
９のコンパレータＣＰ１の非反転入力端へ電機子電流の
瞬時値情報として出力される。この結果、第１低減回路
５の出力電圧が第２低減回路８の出力電圧より大となる
と、転流指令回路９のコンパレータＣＰ１からハイ信号
５５が出力され、単安定マルチバイブレータＭＭからワ
ンショットの転流指令５６が計数回路１１へ出力され
る。

【００５８】転流指令５６を入力した計数回路１１のカ
ウンタＣＴは、転流指令５６のパルスの立ち上がりに応
動して出力端０〜５の出力状態を更新し、分配回路１２
へ出力する。例えば、転流指令前の出力端０〜５の出力
状態が「１０００００」であれば、転流指令５６によっ
て「０１００００」に更新される（図６参照）。この結
果、分配回路１２の「ｕｖｗｘｙｚ」の各出力は「０１
１００１」となり、インバータ回路３のオンされていた
電界効果トランジスタＱｕ，Ｑｙに代わって、電界効果
トランジスタＱｕ，Ｑｚがオンされ、Ｕ相からＶ相へ流
されていたブラシレスモータ５１の電機子電流がＵ相か
らＷ相へ転流される。

【００５９】一方、転流指令回路９から出力される転流
指令５６はゼロリセット回路１０へも出力され、この間
アナログスイッチＡＳ３をオンさせる。ゼロリセット回
路１０のアナログスイッチＡＳ３がオンされると、第１
低減回路５の出力電圧が０ボルトに擬制リセットされ
る。これによりコンパレータＣＰ１の非反転入力端への
出力電圧が、その反転入力端への出力電圧より確実に低
くされるので、転流指令回路９のコンパレータＣＰ１の
出力は短時間でハイからロウに切り替わる単一パルス５
５となる（図３（ｅ））。この単一パルス５５に応動し
て転流指令５６を出力した転流指令回路９の単安定マル
チバイブレータＭＭは、可変抵抗ＶＲ３及びコンデンサ
Ｃ５で定まる所定時間が経過すると、転流指令５６をハ
イからロウへ切り替えて、次の転流指令５６の発生待機
状態へ移行する。

【００６０】ところで、第２低減回路８は、実質的に平
均化回路６の出力電圧と始動補償回路７の出力電圧との
うち、大きい方の出力電圧を転流指令回路９へ出力す
る。よって、第２低減回路８の出力は、ある時点を境に
して、始動補償回路７の出力電圧から平均化回路６の出
力電圧へと切り替わる。そして、この切替以降は、可変
抵抗ＶＲ４の分圧比が所定値以下（略３％以下）に下げ
られるまで、平均化回路６の出力電圧が、第２低減回路
８の出力電圧（即ち、転流目標電圧）として、継続して
転流指令回路９へ出力されるのである。

【００６１】本実施例では、第１低減回路５の低減率は
０．５倍であり、第２低減回路８の低減率は０．７倍で
あるので、転流指令回路９のコンパレータＣＰ１は、第
１低減回路５の出力電圧が平均化回路６の出力電圧の
１．４倍以上となった場合に、単安定マルチバイブレー
タＭＭへハイ信号５５を出力する（図３（ｅ））。その
結果、転流指令回路９からワンショットの転流指令５６
が計数回路１１（及び、ゼロリセット回路１０）へ出力
されて（図３（ｆ））、計数回路１１、分配回路１２及
びインバータ回路３によって、ブラシレスモータ５１の
転流が行われる。この転流動作が繰り返されることによ
り、ブラシレスモータ５１が回転されるのである。

【００６２】以上説明したように、このブラシレスモー
タ駆動回路１によれば、ブラシレスモータ５１の電機子
電流が平均化回路６により平均化された電圧の１．４倍
以上となると転流指令５６が出力されて、転流動作が行
われる。よって、ホール素子やシャフトエンコーダなど
の回転子磁極位置センサを用いることなく、電機子電流
の第２の電流増加領域４２を検出し、そのタイミングで
転流動作を行わせて、ブラシレスモータ５１を円滑に駆
動することができるのである。

【００６３】特に、本実施例のモータ駆動回路１では、
チョッパ制御に伴う高調波成分は、ローパスフィルタに
より平均化して除去するのではなく、高調波除去回路１
３をチョッパ制御に同期して動作させることにより除去
している。よって、チョッパ制御のデューティ比が小さ
い場合にも、電機子電流を通常の大きさに保ったまま検
出することができる。従って、デューティ比の小さい低
速運転時においても、適切なタイミングで転流動作を行
わせることができるので、デューティ比が３％〜１００
％の全域において、ブラシレスモータ５１を可変速運転
させることができる。

【００６４】次に、図７から図１３を参照して、前記し
た第１実施例の変形例を説明する。なお、第１実施例と
同一の部分には同一の番号を付し、その説明は省略す
る。

【００６５】図７は、第２実施例におけるブラシレスモ
ータ駆動回路１００である。この第２実施例のブラシレ
スモータ駆動回路１００は、ＰＷＭチョッパ制御回路１
４のチョッパ制御に同期して高調波除去回路１３の出力
電圧を平均化し、これによりＰＷＭチョッパ制御回路１
４のデューティ比が低いほど平均化回路５の平均化処理
時定数が長くなるように構成して、低回転域における電
機子電流の平均化結果の精度を向上させて、ブラシレス
モータ５１を安定して駆動できるようにしたものであ
る。このため、第２実施例のブラシレスモータ駆動回路
１００では、前期した第１実施例のブラシレスモータ駆
動回路１のうち、平均化回路１０１および第２低減回路
１０２に変更が施されている。また、始動補償回路１０
３にも変更が施され、かつ、優先回路１０４が追加され
ている。

【００６６】平均化回路１０１は、ＰＷＭチョッパ制御
回路１４のチョッパ制御に同期して高調波除去回路１３
の出力電圧を平均化し、第２低減回路１０２へ出力する
ための回路である。この平均化回路１０１は、アナログ
スイッチＡＳ２と、１０ｋΩの抵抗Ｒ１０１と、１００
μＦの電解コンデンサＣ１０とを備えている。アナログ
スイッチＡＳ２の一方のチャネル端子は高調波除去回路
１３の出力端に接続され、他方のチャネル端子は抵抗Ｒ
１０１の一端に接続されている。抵抗Ｒ１０１の他端は
コンデンサＣ１０のプラス側端子に接続され、そのコン
デンサＣ１０のマイナス側端子は回路接地されている。
アナログスイッチＡＳ２のゲートは、高調波除去回路１
３のアナログスイッチＡＳ１と同様に、インバータＩａ
の出力端に接続されているので、高調波除去回路１３と
共にＰＷＭチョッパ制御回路１４のチョッパ制御に同期
して、その高調波除去回路１３の出力電圧を平均化する
ことができる。よって、低回転域における電機子電流の
平均化結果の精度を向上させて、ブラシレスモータ５１
を安定して駆動することができるのである。

【００６７】第２低減回路１０２は１００ｋΩの可変抵
抗ＶＲ１０により構成されている。可変抵抗ＶＲ１０の
一端は平均化回路１０１の出力端であるコンデンサＣ１
０のプラス側端子に接続され、その他端は回路接地され
ている。また、可変抵抗ＶＲ１０の摺動子端は第２低減
回路１０２の出力端として、転流指令回路９のコンパレ
ータＣＰ１の反転入力端に接続されている。なお、本実
施例では、第２低減回路１０２により平均化回路１０１
の出力電圧が０．７倍に低減（分圧）されるように、可
変抵抗ＶＲ１０の摺動子位置が調節されている。

【００６８】始動補償回路１０３は、ブラシレスモータ
５１の始動時に、ブラシレスモータ５１が充分な始動ト
ルクを発生できるようにするため、第２低減回路１０２
の出力に代わって、転流目標電圧を転流指令回路９へ出
力するための回路である。この始動補償回路１０３は、
ＰＷＭチョッパ制御回路１４と連動して動作する。即
ち、ＰＷＭチョッパ制御回路１４から出力されるチョッ
パ制御のデューティ比が、所定値未満の小さい値から所
定値以上に上げられた場合に、例えば、本実施例ではロ
ウ出力のデューティ比が約３．８％未満から約３．８％
以上にされた場合に、始動補償回路１０３から転流目標
電圧を優先回路１０４を介して転流指令回路９へ出力す
るのである。なお、上記の約３．８％のデューティ比
は、抵抗Ｒ１０３（３９０Ω）及びＲ１０４（１０ｋ
Ω）の分圧比により定められる。

【００６９】始動補償回路１０３は、ＰＷＭチョッパ制
御回路１４の出力端に接続された１００ｋΩの抵抗Ｒ１
０２を備えており、その抵抗Ｒ１０２の他端は、０．１
μＦのコンデンサＣ１１の一端とオペアンプＯＰ１１の
反転入力端とに接続されている。コンデンサＣ１１の他
端は、補助電源回路２の１０ボルト出力に接続されてい
る。オペアンプＯＰ１１の非反転入力端は、一端が補助
電源回路２の１０ボルト出力に接続された３９０Ωの抵
抗Ｒ１０３と、一端が回路接地された１０ｋΩの抵抗Ｒ
１０４とに接続されている。また、オペアンプＯＰ１１
の出力端は、ダイオードＤ１０１のアノードと、１０μ
Ｆの電解コンデンサＣ１２のプラス側端子に接続されて
いる。ダイオードＤ１０１のカソードは補助電源回路２
の１０ボルト出力に接続され、一方、電解コンデンサＣ
１２のマイナス側端子は、回路接地された１００ｋΩの
抵抗Ｒ１０５と、アノード接地されたダイオードＤ１０
２のカソード、及び、５００ｋΩの可変抵抗ＶＲ１１の
一端に接続されている。可変抵抗ＶＲ１１の他端は、始
動補償回路１０３の出力端として、優先回路１０４の入
力端であるダイオードＤ１０４のアノードに接続されて
いる。

【００７０】ここで、図８及び図９を参照して、始動補
償回路１０３の動作を説明する。可変抵抗ＶＲ４の分圧
比が低く設定されており（図８（ａ）Ａ）、ＰＷＭチョ
ッパ制御回路１４のロウ出力のデューティ比が約３．８
％未満になっている場合には（図８（ｂ）Ａ）、ＰＷＭ
チョッパ制御回路１４から出力されるチョッパパルス
は、始動補償回路１０３のローパスフィルタを構成する
コンデンサＣ１１により抑圧され、オペアンプＯＰ１１
の反転入力端への入力電圧は、抵抗Ｒ１０３及びＲ１０
４により非反転入力端へ入力される約９．６２ボルト以
上となって（図８（ｃ）Ａ）、オペアンプＯＰ１１の出
力電圧は０ボルトとなっている（図８（ｄ）Ａ）。よっ
て、ＰＷＭチョッパ制御回路１４のロウ出力のデューテ
ィ比が約３．８％未満の状態では、始動補償回路１０３
からの出力電圧は０ボルトとなっており（図８（ｅ）
Ａ）、ブラシレスモータ５１は停止状態にある。

【００７１】かかる状態から可変抵抗ＶＲ４の分圧比を
大きくして（図８（ａ）Ｂ）、ＰＷＭチョッパ制御回路
１４のロウ出力のデューティ比を約３．８％以上に上げ
ると（図８（ｂ）Ｂ）、始動補償回路１０３のコンデン
サＣ１１の放電が充電に追従できなくなり、オペアンプ
ＯＰ１１の反転入力端への入力電圧が約９．６２ボルト
以下に下がる（図８（ｃ）Ｂ）。その結果、オペアンプ
ＯＰ１１の非反転入力端への入力電圧の方が反転入力端
への入力電圧より高くなり、オペアンプＯＰ１１の出力
電圧が０ボルトから約８．５ボルトへ上昇する（図８
（ｄ）Ｂ）。ここで約８．５ボルトとは、オペアンプは
その特性により電源電圧の１．５ボルト以下までしか出
力できない。本実施例ではオペアンプＯＰ１１の電源電
圧は１０ボルトであるので、１０ボルト−１．５ボルト
＝８．５ボルトだからである。なお、上記１．５ボルト
の値はオペアンプの種類によって当然に異なるものであ
る。

【００７２】オペアンプＯＰ１１の出力電圧が約８．５
ボルトとなると、コンデンサＣ１２及び抵抗Ｒ１０５で
構成される微分回路に約８．５ボルトの電圧が印加され
る。このため始動補償回路１０３からは可変抵抗ＶＲ１
１を介して、その電圧降下分を差し引いた８．５ボルト
弱の電圧値から時間の経過とともに徐々に逓減する微分
パルス状の電圧波が優先回路１０４へ出力される（図８
（ｅ）Ｂ）。なお、コンデンサＣ１２の容量が１０μ
Ｆ、抵抗Ｒ１０５の抵抗値が１００ｋΩであるので、こ
の電圧波は１秒後（１０μＦ×１００ｋΩ＝１ｓ）に
は、その尖頭値の約３７％にまで低減する。

【００７３】優先回路１０４へ出力された始動補償回路
１０３の出力電圧は、転流目標電圧として転流指令回路
９へ出力される。よって、ブラシレスモータ５１の始動
時の転流目標電圧が高く設定されるので、ブラシレスモ
ータ５１の始動時に、始動トルクを発生させるために充
分な電機子電流が流され（図８（ｆ）Ｂ）、ブラシレス
モータ５１が的確に始動される。

【００７４】一方、ブラシレスモータ５１の回転中に可
変抵抗ＶＲ４の分圧比が下げられると（図９（ａ））、
ＰＷＭチョッパ制御回路１４のロウ出力のデューティ比
の下降とともに、ブラシレスモータ５１へ印加される電
圧の実効の値も下降して、ブラシレスモータ５１が減速
されていく。そして、ＰＷＭチョッパ制御回路１４のロ
ウ出力のデューティ比が約３．８％未満に下がると（図
９（ｂ）Ａ）、始動補償回路１０３のコンデンサＣ１１
の充電が放電に追従できなくなって、オペアンプＯＰ１
１の反転入力端への入力電圧が非反転入力端への入力電
圧である９．６２ボルト以上に上昇し（図９（ｃ）
Ａ）、オペアンプＯＰ１１の出力電圧が約８．５ボルト
から０ボルトへ下降する（図９（ｄ）Ａ）。オペアンプ
ＯＰ１１の出力電圧が０ボルトとなると、コンデンサＣ
１２に充電されていた電荷は、ダイオードＤ１０２及び
オペアンプＯＰ１１を介して速やかに放電され、初期状
態に復帰する。

【００７５】この状態から、再度、可変抵抗ＶＲ４の分
圧比が上げられ（図９（ａ）Ｂ）、ＰＷＭチョッパ制御
回路１４のロウ出力のデューティ比が約３．８％以上に
なると（図９（ｂ）Ｂ）、オペアンプＯＰ１１の反転入
力端への入力電圧が９．６２ボルト以下に下がり（図９
（ｃ）Ｂ）、オペアンプＯＰ１１の出力電圧が約８．５
ボルトに上昇する（図９（ｄ）Ｂ）。この結果、放電さ
れたコンデンサＣ１２が再充電されるまで、始動補償回
路１０３から微分パルス状の電圧波が再び出力される
（図９（ｅ）Ｂ）。

【００７６】なお、ブラシレスモータ５１の駆動中に直
流電源５０がオフされた場合、コンデンサＣ１２に充電
されていた電荷は、ダイオードＤ１０１及びＤ１０２を
介して急速に放電され、初期状態に復帰する。よって、
直流電源５０を、そのオフ直後に再度オンした場合に
も、始動補償回路１０３を正常に動作させて、ブラシレ
スモータ５１を円滑に始動することができる。

【００７７】優先回路１０４は、第２低減回路１０２に
よって低減された平均化回路１０１の出力、即ち、定常
運転時における転流目標電圧と、始動補償回路１０３の
出力、即ち、始動時における転流目標電圧とのうち、大
きい方の出力電圧を転流指令回路９へ出力するための回
路であり、ダイオードＤ１０３により構成されている。
このダイオードＤ１０３は、アノードが始動補償回路１
０３の出力端と接続され、カソードが第２低減回路１０
２の出力端、及び、転流指令回路９のコンパレータＣＰ
１の反転入力端に接続されている。よって、優先回路１
０４により、第２低減回路１０２と始動補償回路１０３
とのうち大きい方の出力電圧が、転流目標電圧として転
流指令回路９へ出力される。

【００７８】以上説明したように、第２実施例のブラシ
レスモータ駆動回路１００によれば、ＰＷＭチョッパ制
御回路１４のチョッパ制御に同期して高調波除去回路１
３の出力電圧を平均化し、その平均化された電機子電流
の電圧値に基づいて転流タイミングを決定しているの
で、低回転域ほど電機子電流の平均化処理の時間が長く
なり、平均化結果の精度を向上させてブラシレスモータ
５１を一層安定して駆動することができるのである。

【００７９】図１０は、第３実施例におけるブラシレス
モータ駆動回路２００である。この第３実施例のブラシ
レスモータ駆動回路２００は、電機子電流が微少であっ
てもブラシレスモータ５１を安定して駆動できるように
構成されている。具体的には、高調波除去回路１３の出
力電圧を低減（分圧）せずに転流指令回路９へ出力する
とともに、平均化回路１１１の出力電圧を増幅回路１１
２により増幅して転流指令回路９へ出力し、転流指令回
路９により両者を比較して転流指令５６を発生するよう
にしている。このために第３実施例のブラシレスモータ
駆動回路２００では、前期した第１実施例のブラシレス
モータ駆動回路１のうち、ゼロリセット回路１１０、平
均化回路１１１、増幅回路１１２、始動補償回路１１３
に変更が施されている。

【００８０】ゼロリセット回路１１０は、転流指令回路
９から出力される転流指令５６毎に、高調波除去回路１
３の出力電圧を０ボルトに擬制リセットするための回路
であり、１０ｋΩの抵抗Ｒ１６と、１８０ｐＦのコンデ
ンサＣ６と、アナログスイッチＡＳ３とから構成されて
いる。抵抗Ｒ１６の一端は高調波除去回路１３の出力端
に接続され、その抵抗Ｒ１６の他端は、回路接地された
コンデンサＣ６の一端に接続されて、ＲＣローパスフィ
ルタを構成している。このＲＣローパスフィルタによ
り、チョッパ制御に伴って発生する静電移行（誘導）ノ
イズや電磁ノイズの他、高調波除去回路１３で除去しき
れなかった高調波成分が除去される。

【００８１】また、抵抗Ｒ１６の他端、即ち、前記した
ＲＣローパスフィルタの出力端は、アナログスイッチＡ
Ｓ３の一方のチャネル端子と、転流指令回路９の１つの
入力端であるコンパレータＣＰ１の非反転入力端とに接
続されている。アナログスイッチＡＳ３の他方のチャネ
ル端子は回路接地されており、また、アナログスイッチ
ＡＳ３のゲートは転流指令回路９の出力端と接続されて
いる。このため転流指令回路９からハイの転流指令５６
が出力されると、その転流指令５６によってアナログス
イッチＡＳ３がオンされて、転流指令回路９のコンパレ
ータＣＰ１の非反転入力端が回路接地される。即ち、０
ボルトに擬制リセットされるのである。

【００８２】平均化回路１１１は、高調波除去回路１３
の出力電圧を平均化して、増幅回路１１２へ出力するた
めの回路である。高調波除去回路１３の出力端に接続さ
れた１００ｋΩの抵抗Ｒ１１１と、その抵抗Ｒ１１１の
他端にプラス側端子が接続された１０μＦの電解コンデ
ンサＣ１３との積分回路で構成されている。なお、コン
デンサＣ１３のマイナス側端子は回路接地されている。

【００８３】増幅回路１１２は、平均化回路１１１によ
って平均化された電圧値を増幅して、転流指令回路９へ
出力する回路である。増幅回路１１２は、オペアンプＯ
Ｐ１２と２つの抵抗Ｒ１１２，Ｒ１１３とにより構成さ
れた非反転増幅器と、その非反転増幅器の出力を１倍以
下に低減する１００ｋΩの可変抵抗ＶＲ１１とを備えて
いる。この可変抵抗ＶＲ１１の摺動子端から転流目標電
圧が出力される。

【００８４】非反転増幅器のオペアンプＯＰ１２は、そ
の非反転入力端に平均化回路１１１の出力端であるコン
デンサＣ１３のプラス側端子が接続され、オペアンプＯ
Ｐ１２の出力端には抵抗Ｒ１１２及び可変抵抗ＶＲ１１
の一端が接続されている。抵抗Ｒ１１２の他端は、オペ
アンプＯＰ１２の反転入力端と抵抗Ｒ１１３の一端とに
接続され、抵抗Ｒ１１３の他端は回路接地されている。

【００８５】非反転増幅器の２つの抵抗Ｒ１１２，Ｒ１
１３の抵抗値は、いずれも同一の１０ｋΩである。よっ
て、平均化回路１１１の出力は、この非反転増幅器ＯＰ
１２，Ｒ１１２，Ｒ１１３により略２倍に増幅される。
２倍に増幅された平均化回路１１１の出力は、可変抵抗
ＶＲ１１により１倍以下に低減されて、転流指令回路９
へ出力される。本実施例では、非反転増幅器ＯＰ１２，
Ｒ１１２，Ｒ１１３により２倍に増幅された平均化回路
１１１の出力は、可変抵抗ＶＲ１１によって０．７倍に
低減（分圧）される。よって、増幅回路１１２全体とし
て平均化回路１１１の出力は１．４倍に増幅されるので
ある。

【００８６】なお、当然のことながら、可変抵抗ＶＲ１
１の摺動子位置を調整することにより増幅回路１１２全
体の増幅率も変更できるので、使用状況に合わせて、そ
の増幅率を変化させ、ブラシレスモータ５１の常用運転
領域で最もモータ効率が向上するようにチューニングす
ることができるのである。

【００８７】始動補償回路１１３は、ブラシレスモータ
５１の始動時に、ブラシレスモータ５１が充分な始動ト
ルクを発生できるようにするため、増幅回路１１２によ
って増幅された平均化回路１１１の出力に代わって、転
流目標電圧を転流指令回路９へ出力するための回路であ
る。この始動補償回路１１３は、ＰＷＭチョッパ制御回
路１４の可変抵抗ＶＲ４の摺動子位置に応じて動作す
る。可変抵抗ＶＲ４の摺動子位置を変更すると、ＰＷＭ
チョッパ制御回路１４から出力されるチョッパ制御のデ
ューティ比が変更される。即ち、この始動補償回路１１
３はＰＷＭチョッパ制御回路１４と連動して動作するの
である。

【００８８】始動補償回路１１３は、オペアンプＯＰ１
３を備えており、そのオペアンプＯＰ１３の非反転入力
端には、可変抵抗ＶＲ４の摺動子端に接続されたＰＷＭ
チョッパ制御回路１４の抵抗Ｒ２２の他端が接続されて
いる。抵抗Ｒ２２の他端にはＰＷＭチョッパ制御回路１
４のチョッパ制御のデューティ比を決定する電圧が出力
されるので、この電圧をオペアンプＯＰ１３へ入力する
ことにより、始動補償回路１１３をＰＷＭチョッパ制御
回路１４のチョッパ制御のデューティ比の変化に連動し
て動作させることができるのである。

【００８９】オペアンプＯＰ１３の反転入力端には、補
助電源回路２の１０ボルト出力に接続された１８ｋΩの
抵抗Ｒ１１４と回路接地された１．５ｋΩの抵抗Ｒ１１
５とが接続されている。両抵抗Ｒ１１４，Ｒ１１５によ
り、約０．７７ボルトの電圧がオペアンプＯＰ１３の反
転入力端に入力される。また、オペアンプＯＰ１３の出
力端には１００ｋΩの可変抵抗ＶＲ１２が接続され、そ
の可変抵抗ＶＲ１２の他端は、１００μＦの電解コンデ
ンサＣ１４のプラス側端子と、ダイオードＤ１１１のア
ノードとに接続されている。ダイオードＤ１１１のカソ
ードは補助電源回路２の１０ボルト出力に接続され、コ
ンデンサＣ１４のマイナス側端子は、アノードが回路接
地されたダイオードＤ１１２のカソードと、増幅回路１
１２の可変抵抗ＶＲ１１の一端とに接続されている。

【００９０】ここで、始動補償回路１１３の動作を説明
する。可変抵抗ＶＲ４の分圧比が低く設定されており、
ＰＷＭチョッパ制御回路１４のロウ出力のデューティ比
が所定値未満（例えば３％未満）になっている場合に
は、オペアンプＯＰ１３の非反転入力端への入力電圧は
抵抗Ｒ１１４及びＲ１１５により反転入力端へ入力され
る約０．７７ボルト以下となって、かかる場合にはオペ
アンプＯＰ１３の出力電圧は０ボルトとなっている。こ
の状態ではブラシレスモータ５１は停止状態にある。

【００９１】かかる状態からＰＷＭチョッパ制御回路１
４のロウ出力のデューティ比を所定値以上（例えば３％
以上）に上げるために、可変抵抗ＶＲ４の分圧比を大き
くすると、オペアンプＯＰ１３の非反転入力端への入力
電圧が約０．７７ボルト以上に上がる。その結果、反転
入力端への入力電圧の方が非反転入力端への入力電圧よ
り高くなり、オペアンプＯＰ１３の出力電圧が０ボルト
から約８．５ボルトへ上昇する。オペアンプＯＰ１３の
出力電圧が約８．５ボルトとなると、可変抵抗ＶＲ１
２、コンデンサＣ１４及び可変抵抗ＶＲ１１で構成され
る微分回路に約８．５ボルトの電圧が印加される。この
ため始動補償回路１１３から可変抵抗ＶＲ１１を介し
て、時間の経過とともに徐々に逓減する微分パルス状の
電圧波が転流指令回路９へ出力される。よって、ブラシ
レスモータ５１の始動時の転流目標電圧が高く設定され
るので、ブラシレスモータ５１の始動時に、始動トルク
を発生させるために充分な電機子電流が流され、ブラシ
レスモータ５１が的確に始動されるのである。

【００９２】一方、ブラシレスモータ５１の回転中に可
変抵抗ＶＲ４の分圧比が下げられると、ＰＷＭチョッパ
制御回路１４のロウ出力のデューティ比の下降ととも
に、ブラシレスモータ５１へ印加される電圧の実効の値
も下降して、ブラシレスモータ５１が減速されていく。
そして、ＰＷＭチョッパ制御回路１４のロウ出力のデュ
ーティ比が所定値未満（例えば３％未満）に下がる頃に
は、オペアンプＯＰ１３の非反転入力端への入力電圧が
反転入力端への入力電圧である０．７７ボルト以下とな
り、オペアンプＯＰ１３の出力電圧が約８．５ボルトか
ら０ボルトへ下降する。オペアンプＯＰ１３の出力電圧
が０ボルトとなると、コンデンサＣ１４に充電されてい
た電荷は、ダイオードＤ１１２、可変抵抗ＶＲ１２及び
オペアンプＯＰ１３を介して放電され、初期状態に復帰
する。

【００９３】この状態から、再度、可変抵抗ＶＲ４の分
圧比が上げられ、ＰＷＭチョッパ制御回路１４のロウ出
力のデューティ比が所定値以上（例えば３％以上）にな
ると、オペアンプＯＰ１３の非反転入力端への入力電圧
が０．７７ボルト以上に上がり、オペアンプＯＰ１３の
出力電圧が約８．５ボルトに上昇する。この結果、コン
デンサＣ１４が再充電されるまで、始動補償回路１１３
から微分パルス状の電圧波が再び出力される。よって、
ブラシレスモータ５１の始動時の転流目標電圧が高く設
定され、ブラシレスモータ５１が的確に始動される。

【００９４】なお、ブラシレスモータ５１の駆動中に直
流電源５０がオフされた場合には、コンデンサＣ１４に
充電されていた電荷は、ダイオードＤ１１２及びＤ１１
１を介して急速に放電され、初期状態に復帰する。よっ
て、直流電源５０を、そのオフ直後に再度オンした場
合、始動補償回路１１３を正常に動作させて、ブラシレ
スモータ５１を円滑に始動することができるのである。

【００９５】このように本実施例の始動補償回路１１３
においても、ＰＷＭチョッパ制御回路１４の可変抵抗Ｖ
Ｒ４の分圧比が下げられて、駆動中のブラシレスモータ
５１が停止若しくは低速回転になったとしても、その
後、可変抵抗ＶＲ４の分圧比を上げることにより、始動
補償回路１１３からブラシレスモータ５１の始動に充分
な転流目標電圧を出力することができる。よって、かか
る場合にもブラシレスモータ５１を的確に始動すること
ができるのである。このように始動補償回路１１３は、
ＰＷＭチョッパ制御回路１４に連動して動作するように
構成されている。

【００９６】以上説明したように、第３実施例のブラシ
レスモータ駆動回路２００によれば、電流検出回路４に
より検出され高調波除去回路１３により増幅された電機
子電流の電圧値は、低減（分圧）されることなく、平均
化回路１１１及び転流指令回路９へ出力されるととも
に、平均化回路１１１の出力電圧は増幅回路１１２によ
って更に増幅されて転流指令回路９へ出力され、その転
流指令回路９によって両者の大小が比較され転流指令５
６が発生される。よって、電機子電流が微少な場合に
も、転流タイミングを正確に検出して、ブラシレスモー
タ５１を安定して駆動することができるのである。

【００９７】次に、図１１を参照して、インバータＩｘ
〜Ｉｚで構成されるチョッパドライバの変形例を説明す
る。図１１に図示するチョッパドライバは、３つのイン
バータＩｘ〜Ｉｚに代えて、１つのインバータ（ＮＰＮ
形デジタルトランジスタ）Ｉｂと、３つのダイオードＤ
１５，Ｄ１６，Ｄ１７とで構成されており、回路の低コ
スト化が図られている。インバータＩｂの出力端は、３
つのダイオードＤ１５〜Ｄ１７のカソードに接続されて
おり、各ダイオードＤ１５〜Ｄ１７のアノードは、それ
ぞれ下アームトランジスタＱｘ〜Ｑｚのゲート端子に接
続されている。インバータＩｂの入力端は、ＰＷＭチョ
ッパ制御回路１４の出力端に接続されているので、ＰＷ
Ｍチョッパ制御回路１４からチョッパパルスが出力され
ると、その出力に同期して、分配回路１２によりオンさ
れている下アームトランジスタＱｘ〜Ｑｚがチョッパ制
御されるのである。

【００９８】図１２及び図１３に、分配回路の変形例を
図示する。従来は、従来技術の欄で説明したように、回
転中のモータの電機子巻線に生じる速度起電力と界磁の
位置の相関に着目して、該速度起電力によりモータの転
流タイミングを決定していたので、ブラシレスモータ５
１の３相の電機子巻線を１８０度通電することはできな
かった。しかし、第１〜第３実施例のブラシレスモータ
駆動回路１，１００，２００は、電機子電流の変化に着
目してブラシレスモータ５１をセンサレス駆動している
ので、１８０度通電することが可能である。１２０度通
電に代えて１８０度通電を行うことにより、モータの回
転速度及び出力を向上することができるのである。

【００９９】そこで、図１２に、１８０度通電を行う場
合の分配回路３０の回路図を示すとともに、図１３に、
その分配回路３０の各出力時におけるブラシレスモータ
５１の電機子巻線に流れる電流方向の関係を示す。な
お、図１２の分配回路３０における各抵抗の抵抗値は、
いずれも１０ｋΩであり、各コンデンサの容量は、いず
れも１０００ｐＦである。また、分配回路は、１２０度
通電、若しくは、１８０度通電に固定されるのではな
く、ブラシレスモータ５１の駆動状況に合わせて、分配
回路の出力を１２０度通電と１８０度通電とで切り替え
られるようにしても良い。

【０１００】以上、実施例に基づき本発明を説明した
が、本発明は上記実施例に何ら限定されるものではな
く、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良変形
が可能であることは容易に推察できるものである。

【０１０１】例えば、本実施例のブラシレスモータ駆動
回路１では、電流検出回路４を構成するシャント抵抗Ｒ
ｓは、ＤＣリンクのグランド側ラインに挿入され、１個
のシャント抵抗Ｒｓにより３相全ての電機子電流を検出
するようにしている。しかし、電機子電流を検出できる
電流検出回路であれば、ＤＣリンクのグランド側ライン
以外の他の位置に設けるようにしても良い。また、３相
の電機子電流を個別に検出するように、３個の電流検出
回路をそれぞれ別個に設けるように構成しても良い。

【０１０２】本実施例では、消費電力の低減のために、
チョッパ制御の行われる下アームトランジスタＱｘ〜Ｑ
ｚのみならず、上アームトランジスタＱｕ〜Ｑｗについ
ても、電界効果トランジスタが使用された。しかし、チ
ョッパ制御の行われない上アームトランジスタについて
は、高速動作が要求されないので、回路１，１００，２
００のコストダウンと部品の入手容易性を向上させるた
めに、電界効果トランジスタに代えて、接合形ＰＮＰト
ランジスタを使用するようにしても良い。

【０１０３】

【発明の効果】 請求項１記載のブラシレスモータ駆動
回路によれば、高調波除去回路は、チョッパ制御回路に
よるインバータ回路のスイッチング素子のオン動作に同
期して電流検出回路の出力電圧を記憶するので、チョッ
パ制御による高調波成分を除去して、電圧に変換された
電機子電流を検出することができる。転流指令は、この
高調波成分の除去された高調波除去回路の記憶電圧に基
づいて出力されるので、チョッパ制御のデューティ比が
小さい場合にも、その影響を受けることなく適切なタイ
ミングで転流動作を行うことができる。従って、かかる
場合にも、ブラシレスモータをセンサレスで可変速駆動
することができるという効果がある。

【０１０４】請求項２記載のブラシレスモータ駆動回路
によれば、請求項１記載のブラシレスモータ駆動回路の
奏する効果に加え、チョッパ制御回路によるオンのデュ
ーティ比が所定値未満に下げられて、ブラシレスモータ
が停止または低速回転となった場合にも、その後、かか
るオンのデューティ比が所定値以上に上げられると、平
均化回路の平均化電圧に代わって、始動補償回路から転
流指令回路へ始動トルクを発生させるために充分な電圧
が転流目標電圧として出力される。よって、一旦、停止
または低速回転にされたブラシレスモータであっても的
確に再始動することができるという効果がある。

【０１０５】請求項３記載のブラシレスモータ駆動回路
によれば、請求項２記載のブラシレスモータ駆動回路の
奏する効果に加え、始動補償回路および平均化回路の少
なくとも一部は一体に構成されているので、両回路を別
々に設ける場合に比べて、ブラシレスモータ駆動回路の
コストを安価にすることができるという効果がある。

【０１０６】請求項４記載のブラシレスモータ駆動回路
によれば、請求項１から３のいずれかに記載のブラシレ
スモータ駆動回路の奏する効果に加え、転流指令は高調
波除去回路の出力電圧が平均化回路の平均化電圧の所定
倍以上となることにより出力される。この転流指令がゼ
ロリセット回路へ入力されると、ゼロリセット回路によ
って高調波除去回路の出力電圧が擬制リセットされ、平
均化回路の平均化電圧の所定倍より確実に小さくされ
る。よって、電機子電流の微小な無負荷時等において
も、転流指令毎に、転流指令を確実にリセットすること
ができるので、転流指令の多重発生や異常なほどの長時
間の転流指令の出力が防止され、常に安定したセンサレ
ス運転を実現することができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 （ａ）は、ブラシレスモータの電機子巻線の
１相に流れる電流波形を示した図であり、（ｂ）は、
（ａ）の電流波形の１ブロックを拡大して示した図であ
る。

【図２】 本発明の第１実施例であるブラシレスモータ
駆動回路の回路図である。

【図３】 ブラシレスモータの定常運転時における各回
路の出力電圧波形の関係を示した図である。（ａ）は、
ＰＷＭチョッパ制御回路の出力電圧波形を示した図であ
り、（ｂ）は、インバータ回路のトランジスタのオン動
作を示した図であり、（ｃ）は、電流検出回路の出力電
圧波形を示した図であり、（ｄ）は、高調波除去回路の
出力電圧波形を示した図であり、（ｅ）は、転流指令回
路のコンパレータの出力電圧波形を示した図であり、
（ｆ）は、転流指令回路の出力電圧波形を示した図であ
る。

【図４】 第１実施例におけるブラシレスモータの始動
時におけるＰＷＭチョッパ制御回路の可変抵抗の分圧比
と、各回路の出力電圧波形との関係を示した図である。
（ａ）は、ＰＷＭチョッパ制御回路の可変抵抗の分圧比
の変化の様子を示した図であり、（ｂ）は、ＰＷＭチョ
ッパ制御回路の出力電圧波形を部分的に拡大して示した
図であり、（ｃ）は、始動補償回路のトランジスタのベ
ース端子に印加される電圧波形を示した図であり、
（ｄ）は、始動補償回路のトランジスタのコレクタ端子
の電圧波形を示した図であり、（ｅ）は、始動補償回路
の出力電圧波形を示した図であり、（ｆ）は電流検出回
路の出力電圧波形を示した図である。

【図５】 第１実施例におけるブラシレスモータの駆動
時から停止時、及び、停止時から始動時におけるＰＷＭ
チョッパ制御回路の可変抵抗の分圧比と、各回路の出力
電圧波形との関係を示した図である。（ａ）は、ＰＷＭ
チョッパ制御回路の可変抵抗の分圧比の変化の様子を示
した図であり、（ｂ）は、ＰＷＭチョッパ制御回路の出
力電圧波形を部分的に拡大して示した図であり、（ｃ）
は、始動補償回路のトランジスタのベース端子に印加さ
れる電圧波形を示した図であり、（ｄ）は、始動補償回
路のトランジスタのコレクタ端子の電圧波形を示した図
であり、（ｅ）は、始動補償回路の出力電圧波形を示し
た図であり、（ｆ）は電流検出回路の出力電圧波形を示
した図である。

【図６】 計数回路の出力と分配回路の出力との関係、
及び、そのときのブラシレスモータの電機子巻線に流れ
る電流方向の関係を表した図である。

【図７】 第２実施例におけるブラシレスモータ駆動回
路の回路図である。

【図８】 第２実施例におけるブラシレスモータの始動
時におけるＰＷＭチョッパ制御回路の可変抵抗の分圧比
と、各回路の出力電圧波形との関係を示した図である。
（ａ）は、ＰＷＭチョッパ制御回路の可変抵抗の分圧比
の変化の様子を示した図であり、（ｂ）は、ＰＷＭチョ
ッパ制御回路の出力電圧波形を部分的に拡大して示した
図であり、（ｃ）は、始動補償回路のオペアンプに入力
される電圧波形を示した図であり、（ｄ）は、始動補償
回路のオペアンプの出力電圧波形を示した図であり、
（ｅ）は、始動補償回路の出力電圧波形を示した図であ
り、（ｆ）は、電流検出回路の出力電圧波形を示した図
である。

【図９】 第２実施例におけるブラシレスモータの駆動
時から停止時、及び、停止時から始動時におけるＰＷＭ
チョッパ制御回路の可変抵抗の分圧比と、各回路の出力
電圧波形との関係を示した図である。（ａ）は、ＰＷＭ
チョッパ制御回路の可変抵抗の分圧比の変化の様子を示
した図であり、（ｂ）は、ＰＷＭチョッパ制御回路の出
力電圧波形を部分的に拡大して示した図であり、（ｃ）
は、始動補償回路のオペアンプに入力される電圧波形を
示した図であり、（ｄ）は、始動補償回路のオペアンプ
の出力電圧波形を示した図であり、（ｅ）は、始動補償
回路の出力電圧波形を示した図であり、（ｆ）は、電流
検出回路の出力電圧波形を示した図である。

【図１０】 第３実施例のブラシレスモータ駆動回路の
回路図である。

【図１１】 チョッパドライバの変形例を示した回路図
である。

【図１２】 分配回路の変形例を示した１８０度通電を
行う分配回路の回路図である。

【図１３】 計数回路の出力と１８０度通電を行う分配
回路の出力との関係、及び、そのときのブラシレスモー
タの電機子巻線に流れる電流方向の関係を表した図であ
る。

【符号の説明】

１，１００，２００ ブラシレスモータ駆動回路 ２ 補助電源回路 ３ インバータ回路 ４ 電流検出回路 ５ 第１低減回路 ６，１０１，１１１ 平均化回路 ７，１０３，１１３ 始動補償回路 ８，１０２ 第２低減回路 ９ 転流指令回路 １０，１１０ ゼロリセット回路 １１ 計数回路（通電制御回路の一部） １２，３０ 分配回路（通電制御回路の一部） １３ 高調波除去回路 １４ ＰＷＭチョッパ制御回路（チョッ
パ制御回路） ４１ 電機子電流の第１の増加領域 ４２ 電機子電流の第２の増加領域 ５０ 直流電源 ５１ ブラシレスモータ ５６ 転流指令

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ブラシレスモータの複数相の電機子巻線
   に直流電圧を順次通電するための複数のスイッチング素
   子を有するインバータ回路と、そのインバータ回路の複
   数のスイッチング素子をオンオフさせて転流を行う通電
   制御回路と、その通電制御回路によりオンされている前
   記インバータ回路のスイッチング素子をチョッパ制御に
   よってオンオフさせるチョッパ制御回路とを備え、前記
   チョッパ制御回路によるオンオフのデューティ比を変化
   させることにより前記ブラシレスモータをセンサレスで
   可変速運転可能なブラシレスモータ駆動回路において、 前記ブラシレスモータの電機子巻線に流れる電流を電圧
   に変換して検出する電流検出回路と、 その電流検出回路の検出電圧を前記チョッパ制御回路に
   よる前記インバータ回路のスイッチング素子のオン動作
   に同期して記憶する高調波除去回路と、 その高調波除去回路の出力電圧を平均化する平均化回路
   と、 前記高調波除去回路の出力電圧が前記平均化回路の平均
   化電圧の所定倍となった場合に、前記通電制御回路へ転
   流指令を出力する転流指令回路とを備えていることを特
   徴とするブラシレスモータ駆動回路。
2. 【請求項２】 前記チョッパ制御回路による前記インバ
   ータ回路のスイッチング素子のオンのデューティ比が所
   定値未満から所定値以上になる毎に、前記ブラシレスモ
   ータが始動トルクを発生させるために充分な値から時間
   の経過とともに逓減する転流目標電圧を前記平均化回路
   の平均化電圧に代えて前記転流指令回路へ出力する始動
   補償回路を備えていることを特徴とする請求項１記載の
   ブラシレスモータ駆動回路。
3. 【請求項３】 前記始動補償回路および前記平均化回路
   は少なくとも一部が一体に構成されていることを特徴と
   する請求項２記載のブラシレスモータ駆動回路。
4. 【請求項４】 前記転流指令回路から出力される転流指
   令毎に、その転流指令回路へ出力される前記高調波除去
   回路の出力電圧を擬制リセットするゼロリセット回路を
   備えていることを特徴とする請求項１から３のいずれか
   に記載のブラシレスモータ駆動回路。