JPH1028382A - インバータの出力段における電流検出法 - Google Patents
インバータの出力段における電流検出法Info
- Publication number
- JPH1028382A JPH1028382A JP8195373A JP19537396A JPH1028382A JP H1028382 A JPH1028382 A JP H1028382A JP 8195373 A JP8195373 A JP 8195373A JP 19537396 A JP19537396 A JP 19537396A JP H1028382 A JPH1028382 A JP H1028382A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- current
- phases
- values
- detected
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 23
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims abstract description 20
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 27
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 2
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 回路系のコスト高を抑え、かつ、これを小型
に保ちながらインバータ電流の検出ができるような方法
を提供する。 【解決手段】 三相交流のうち任意の一相の電流を実測
するとともに、他の一相の電流値を過去に行った二つの
実測値から近似計算により算出し、さらに、残った一相
の電流値を三相を流れる各相電流の和が零となる関係か
ら三相パルス幅変調インバータの出力段における電流を
算出する。
に保ちながらインバータ電流の検出ができるような方法
を提供する。 【解決手段】 三相交流のうち任意の一相の電流を実測
するとともに、他の一相の電流値を過去に行った二つの
実測値から近似計算により算出し、さらに、残った一相
の電流値を三相を流れる各相電流の和が零となる関係か
ら三相パルス幅変調インバータの出力段における電流を
算出する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、インバータまたは
サーボアンプ（本明細書において、両者を総称して「イ
ンバータ」という）から出力される電流を検出する方法
に関し、さらに詳しくは、電圧型パルス幅変調インバー
タ、すなわち電圧型ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈ Ｍ
ｏｄｕｌａｔｉｏｎ）インバータの三相電流を検出する
方法に関するものである。
サーボアンプ（本明細書において、両者を総称して「イ
ンバータ」という）から出力される電流を検出する方法
に関し、さらに詳しくは、電圧型パルス幅変調インバー
タ、すなわち電圧型ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈ Ｍ
ｏｄｕｌａｔｉｏｎ）インバータの三相電流を検出する
方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図６及び７に基づいて、従来技術につい
て説明する。図６は三相基本波の電流を検出する回路
を、図７は三相基本波の電流を検出する原理をそれぞれ
示している。
て説明する。図６は三相基本波の電流を検出する回路
を、図７は三相基本波の電流を検出する原理をそれぞれ
示している。
【０００３】インバータの三相電流を検出する方法とし
て、図６に示すような二つの方法が知られている。その
一つの方法とは、カレントトランス１４Ｕおよび１４Ｖ
を用いて電流を検出する方法である。また、他の方法と
は、出力トランジスタの上段および／または下段（もし
くは両者）にカレントトランスを配して通過電流を検知
したり、抵抗器１３Ｕおよび１３Ｖを流れる電流を検知
することによって電流を検出する方法である。
て、図６に示すような二つの方法が知られている。その
一つの方法とは、カレントトランス１４Ｕおよび１４Ｖ
を用いて電流を検出する方法である。また、他の方法と
は、出力トランジスタの上段および／または下段（もし
くは両者）にカレントトランスを配して通過電流を検知
したり、抵抗器１３Ｕおよび１３Ｖを流れる電流を検知
することによって電流を検出する方法である。
【０００４】これらの検出方法では、図７（１）に示す
搬送波の何れかのピーク点（山または谷）２２，２
２．．．のうち、上段（または下段）のトランジスタ１
１Ｕ，１１Ｖまたは帰還ダイオード１２Ｕ，１２Ｖ（図
６）に、図７（２）に示す電流２１が流れるタイミング
のときに電流２３を検出するようになっている。電流２
３を検出することにより、高調波成分を多く含むインバ
ータの出力電流２４の中から、三相モータをベクトル制
御する等のために必要な電流の基本波成分の瞬時値２５
を得ることができるようになっている。
搬送波の何れかのピーク点（山または谷）２２，２
２．．．のうち、上段（または下段）のトランジスタ１
１Ｕ，１１Ｖまたは帰還ダイオード１２Ｕ，１２Ｖ（図
６）に、図７（２）に示す電流２１が流れるタイミング
のときに電流２３を検出するようになっている。電流２
３を検出することにより、高調波成分を多く含むインバ
ータの出力電流２４の中から、三相モータをベクトル制
御する等のために必要な電流の基本波成分の瞬時値２５
を得ることができるようになっている。
【０００５】ベクトル演算制御するときには、三相の各
相電流のうち少なくとも二相の電流を同時タイミングで
検出しなければならないが、この点に従来技術の問題点
があった。すなわち、図１に仮想線で示すマイクロコン
ピュータ（マイコン）１５に組み込まれているＡ／Ｄ
（アナログ・ディジタル）変換回路系（１５ａ，１５
ｂ，１５ｃ，１５ｄ）は、入力チャンネル数が多いのに
もかかわらず、サンプルホールド回路１５ｂやＡ／Ｄ変
換回路１５ｃが、それぞれ一回路しか組み込まれていな
い。
相電流のうち少なくとも二相の電流を同時タイミングで
検出しなければならないが、この点に従来技術の問題点
があった。すなわち、図１に仮想線で示すマイクロコン
ピュータ（マイコン）１５に組み込まれているＡ／Ｄ
（アナログ・ディジタル）変換回路系（１５ａ，１５
ｂ，１５ｃ，１５ｄ）は、入力チャンネル数が多いのに
もかかわらず、サンプルホールド回路１５ｂやＡ／Ｄ変
換回路１５ｃが、それぞれ一回路しか組み込まれていな
い。
【０００６】一回路しか組み込まれていないのは、第１
にＡ／Ｄ変換回路は多数の素子を必要とするため複数の
回路を持たせるとマイコン自身のコストが高くなるこ
と、第２に素子数に応じてそれらの占有面積が大きくな
るためマイコン自身の物理的寸法が大きくなること等を
避けるためである。このため一般には、図１に符号１５
ａで示すマルチプレクサ回路をマイコンに持たせ、これ
により入力される複数のアナログデータを選択制御信号
に基づいて後段のサンプルホールド回路１５ｂに逐次出
力するようになっていた。
にＡ／Ｄ変換回路は多数の素子を必要とするため複数の
回路を持たせるとマイコン自身のコストが高くなるこ
と、第２に素子数に応じてそれらの占有面積が大きくな
るためマイコン自身の物理的寸法が大きくなること等を
避けるためである。このため一般には、図１に符号１５
ａで示すマルチプレクサ回路をマイコンに持たせ、これ
により入力される複数のアナログデータを選択制御信号
に基づいて後段のサンプルホールド回路１５ｂに逐次出
力するようになっていた。
【０００７】したがって、上述した二相の電流は、同時
にＡ／Ｄ変換回路１５ｃに出力されることはなく時間的
なズレを持って出力されることになり、このようなマイ
コンをベクトル演算制御のために使用することができな
かった。そこで、従来は、マイコンの外部にサンプルホ
ールド回路やＡ／Ｄ変換回路系を別個に設け、複数のア
ナログデータを処理していた。しかし、このような方法
では、回路系のコスト高を招くことになるばかりでな
く、これの小型化にも逆行することにもなる。
にＡ／Ｄ変換回路１５ｃに出力されることはなく時間的
なズレを持って出力されることになり、このようなマイ
コンをベクトル演算制御のために使用することができな
かった。そこで、従来は、マイコンの外部にサンプルホ
ールド回路やＡ／Ｄ変換回路系を別個に設け、複数のア
ナログデータを処理していた。しかし、このような方法
では、回路系のコスト高を招くことになるばかりでな
く、これの小型化にも逆行することにもなる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明が解決しようと
する技術的課題は、上述した問題点を解決することにあ
り、回路系のコスト高を抑え、かつ、これを小型に保ち
ながらインバータ電流の検出ができるような方法を提供
することにある。
する技術的課題は、上述した問題点を解決することにあ
り、回路系のコスト高を抑え、かつ、これを小型に保ち
ながらインバータ電流の検出ができるような方法を提供
することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上述したような技術的課
題を解決するために発明者は、一回路のサンプルホール
ド回路やＡ／Ｄ変換回路等により一相の相電流値を所定
のタイミングで処理させ、この結果に基づいて、このと
き処理していない他の二相の相電流値を計算により算出
すればよいことに気がつき、次のような構成を採用し
た。
題を解決するために発明者は、一回路のサンプルホール
ド回路やＡ／Ｄ変換回路等により一相の相電流値を所定
のタイミングで処理させ、この結果に基づいて、このと
き処理していない他の二相の相電流値を計算により算出
すればよいことに気がつき、次のような構成を採用し
た。
【００１０】すなわち、請求項１記載の発明は、上下段
合わせて少なくとも６組のトランジスタおよび当該トラ
ンジスタと逆並列に接続した帰還ダイオードにより構成
した電圧型の三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）パルス幅変調イ
ンバータの出力段における電流検出法であって、上段ま
たは下段の何れか一方の段中の何れか二相（たとえば、
Ｕ相とＶ相）に接続した当該トランジスタまたは当該帰
還ダイオードに流れる電流を検出するための抵抗器また
はカレントトランスを当該二相（Ｕ相，Ｖ相）に接続
し、当該トランジスタがオン状態のときの搬送波の山ま
たは谷のうち何れかのピーク時における当該二相（Ｕ
相，Ｖ相）の相電流を予め定めた順序にしたがって検出
した各値をサンプルホールドし、当該サンプルホールド
した検出値をＡ／Ｄ交換してレジスタに書き込んだ後に
メモリに記憶し、当該二相（Ｕ相，Ｖ相）のうち当該ピ
ーク時に検出しなかった他方の相（たとえば、Ｖ相）の
相電流の値を、当該メモリに記憶してある当該他方の相
電流の値のうち何れか二つの値（以前に検出したＶ相の
相電流ののうち何れかの値）から近似計算により算出
し、当該二相以外の未検出の相（Ｗ相）の相電流の値
を、三相を流れる各相電流の和が零となる関係から算出
する構成を採用している。
合わせて少なくとも６組のトランジスタおよび当該トラ
ンジスタと逆並列に接続した帰還ダイオードにより構成
した電圧型の三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）パルス幅変調イ
ンバータの出力段における電流検出法であって、上段ま
たは下段の何れか一方の段中の何れか二相（たとえば、
Ｕ相とＶ相）に接続した当該トランジスタまたは当該帰
還ダイオードに流れる電流を検出するための抵抗器また
はカレントトランスを当該二相（Ｕ相，Ｖ相）に接続
し、当該トランジスタがオン状態のときの搬送波の山ま
たは谷のうち何れかのピーク時における当該二相（Ｕ
相，Ｖ相）の相電流を予め定めた順序にしたがって検出
した各値をサンプルホールドし、当該サンプルホールド
した検出値をＡ／Ｄ交換してレジスタに書き込んだ後に
メモリに記憶し、当該二相（Ｕ相，Ｖ相）のうち当該ピ
ーク時に検出しなかった他方の相（たとえば、Ｖ相）の
相電流の値を、当該メモリに記憶してある当該他方の相
電流の値のうち何れか二つの値（以前に検出したＶ相の
相電流ののうち何れかの値）から近似計算により算出
し、当該二相以外の未検出の相（Ｗ相）の相電流の値
を、三相を流れる各相電流の和が零となる関係から算出
する構成を採用している。
【００１１】ここで「上段または下段の何れか一方の段
中の何れか二相」とは、上段または下段のうち何れかの
段を選択し（ここでは下段を選択する）、さらに、ここ
で選択した下段の三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）のうち任意
に選択した何れかの二相（ここではＵ相とＶ相を選択す
る）のことをいい、Ｕ相とＶ相の代わりに選択されたＶ
相とＷ相や、Ｕ相とＷ相も該当する。また、下段の代わ
りに上段において同様な選択をしてもよい。
中の何れか二相」とは、上段または下段のうち何れかの
段を選択し（ここでは下段を選択する）、さらに、ここ
で選択した下段の三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）のうち任意
に選択した何れかの二相（ここではＵ相とＶ相を選択す
る）のことをいい、Ｕ相とＶ相の代わりに選択されたＶ
相とＷ相や、Ｕ相とＷ相も該当する。また、下段の代わ
りに上段において同様な選択をしてもよい。
【００１２】ここで「予め定めた順序に従って検出」と
は、上記の例のようにＵ相とＶ相が選択された場合にお
いて、たとえば、Ｕ相とＶ相を交互に検出することを予
め定めておき、それに従い交互にそれらの電流値を検出
する、の意である。「予め定めた順序」としては、この
ように「交互」に行うものだけでなく、規則的なもので
あればどのようなものでもよい。そのような順序とし
て、たとえば、Ｕ相の電流値を２回連続して検出してか
らＶ相を１回検出しその後にＵ相を１回検出してからＶ
相を２回検出するように定め、これらを繰り返すような
ものが該当する。なお、本明細書における「近似計算」
の方法については、発明の実施形態の欄において詳しく
説明する。
は、上記の例のようにＵ相とＶ相が選択された場合にお
いて、たとえば、Ｕ相とＶ相を交互に検出することを予
め定めておき、それに従い交互にそれらの電流値を検出
する、の意である。「予め定めた順序」としては、この
ように「交互」に行うものだけでなく、規則的なもので
あればどのようなものでもよい。そのような順序とし
て、たとえば、Ｕ相の電流値を２回連続して検出してか
らＶ相を１回検出しその後にＵ相を１回検出してからＶ
相を２回検出するように定め、これらを繰り返すような
ものが該当する。なお、本明細書における「近似計算」
の方法については、発明の実施形態の欄において詳しく
説明する。
【００１３】請求項２記載の発明は、請求項１記載の発
明の構成に加え、当該二相（Ｕ相，Ｖ相）の相電流を交
互に検出する構成を採用している。
明の構成に加え、当該二相（Ｕ相，Ｖ相）の相電流を交
互に検出する構成を採用している。
【００１４】請求項３記載の発明は、上下段合わせて少
なくとも６組のトランジスタおよび当該トランジスタと
逆並列に接続した帰還ダイオードにより構成した電圧型
の三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）パルス幅変調インバータの
出力段における電流検出法であって、上段または下段の
何れか一方の段の三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）に接続した
当該トランジスタまたは当該帰還ダイオードに流れる電
流を検出するための抵抗器またはカレントトランスを当
該三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）に接続し、当該トランジス
タがオン状態のときの搬送波の山または谷のうち何れか
のピーク時における当該三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の相
電流を一相ずつ予め定めた順序にしたがって検出した各
値をサンプルホールドし、当該サンプルホールドした検
出値をＡ／Ｄ交換してレジスタに書き込んだ後にメモリ
に記憶し、当該三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）のうち当該ピ
ーク時に検出しなかった他の二相（たとえば、Ｖ相，Ｗ
相）の電流値を、当該メモリに記憶してある当該他の二
相（Ｖ相，Ｗ相）の電流値のうち各々何れか二つの値か
ら近似計算により算出する構成を採用している。
なくとも６組のトランジスタおよび当該トランジスタと
逆並列に接続した帰還ダイオードにより構成した電圧型
の三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）パルス幅変調インバータの
出力段における電流検出法であって、上段または下段の
何れか一方の段の三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）に接続した
当該トランジスタまたは当該帰還ダイオードに流れる電
流を検出するための抵抗器またはカレントトランスを当
該三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）に接続し、当該トランジス
タがオン状態のときの搬送波の山または谷のうち何れか
のピーク時における当該三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の相
電流を一相ずつ予め定めた順序にしたがって検出した各
値をサンプルホールドし、当該サンプルホールドした検
出値をＡ／Ｄ交換してレジスタに書き込んだ後にメモリ
に記憶し、当該三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）のうち当該ピ
ーク時に検出しなかった他の二相（たとえば、Ｖ相，Ｗ
相）の電流値を、当該メモリに記憶してある当該他の二
相（Ｖ相，Ｗ相）の電流値のうち各々何れか二つの値か
ら近似計算により算出する構成を採用している。
【００１５】請求項４記載の発明は、上下段合わせて少
なくとも６組のトランジスタおよび当該トランジスタと
逆並列に接続した帰還ダイオードにより構成した電圧型
の三相パルス幅変調インバータの出力段における電流検
出法であって、上段または下段何れか一方の段の三相に
接続されている当該トランジスタまたは当該帰還ダイオ
ードに流れる電流を検出するための抵抗器またはカレン
トトランスを当該三相に接続し、当該トランジスタがオ
ン状態のときの搬送波の山または谷のうち何れかのピー
ク時における当該三相の相電流を一相ずつ予め定めた順
序にしたがって検出した各値をサンプルホールドし、当
該サンプルホールドした検出値をＡ／Ｄ交換してレジス
タに書き込んだ後にメモリに記憶し、当該三相のうち当
該ピーク時に検出しなかった他の二相の各電流値を、当
該他の二相のうち一方の相電流の値を、当該メモリに記
憶してある当該一方の相電流の値のうち何れか二つの値
から近似計算により算出し、当該他の二相のうち他方の
相電流の値を、三相を流れる各相電流の和が零となる関
係から算出することによりそれぞれ求める構成を採用し
ている。
なくとも６組のトランジスタおよび当該トランジスタと
逆並列に接続した帰還ダイオードにより構成した電圧型
の三相パルス幅変調インバータの出力段における電流検
出法であって、上段または下段何れか一方の段の三相に
接続されている当該トランジスタまたは当該帰還ダイオ
ードに流れる電流を検出するための抵抗器またはカレン
トトランスを当該三相に接続し、当該トランジスタがオ
ン状態のときの搬送波の山または谷のうち何れかのピー
ク時における当該三相の相電流を一相ずつ予め定めた順
序にしたがって検出した各値をサンプルホールドし、当
該サンプルホールドした検出値をＡ／Ｄ交換してレジス
タに書き込んだ後にメモリに記憶し、当該三相のうち当
該ピーク時に検出しなかった他の二相の各電流値を、当
該他の二相のうち一方の相電流の値を、当該メモリに記
憶してある当該一方の相電流の値のうち何れか二つの値
から近似計算により算出し、当該他の二相のうち他方の
相電流の値を、三相を流れる各相電流の和が零となる関
係から算出することによりそれぞれ求める構成を採用し
ている。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、図１〜３に基づいて、本発
明の実施形態について説明する。図１は三相基本波電流
を検出する検出回路を、図２は三相基本波電流検出の原
理を、また、図３は三相基本波電流検出の誤差のシミュ
レーションをそれぞれ示している。
明の実施形態について説明する。図１は三相基本波電流
を検出する検出回路を、図２は三相基本波電流検出の原
理を、また、図３は三相基本波電流検出の誤差のシミュ
レーションをそれぞれ示している。
【００１７】図１に示すように、インバータの出力段１
には、三相ブリッジ回路２が設けられ、これらを介して
三相交流（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）が負荷２０へ出力される
ようになっている。三相ブリッジ回路２は、主スイッチ
ング素子であるトランジスタ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗならびに
５Ｕ，５Ｖ，５Ｗと、逆並列に接続された帰還ダイオー
ド４Ｕ，４Ｖ，４Ｗならびに６Ｕ，６Ｖ，６Ｗから基本
的に構成されている。そして、Ｕ相とＶ相には、それぞ
れ抵抗器７Ｕ，７Ｖが挿入され、これらによりトランジ
スタ５Ｕ，５Ｖまたは帰還ダイオード６Ｕ，６Ｖを流れ
る電流量を従来の技術の欄において既に述べた方法によ
り検出できるようになっている。
には、三相ブリッジ回路２が設けられ、これらを介して
三相交流（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）が負荷２０へ出力される
ようになっている。三相ブリッジ回路２は、主スイッチ
ング素子であるトランジスタ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗならびに
５Ｕ，５Ｖ，５Ｗと、逆並列に接続された帰還ダイオー
ド４Ｕ，４Ｖ，４Ｗならびに６Ｕ，６Ｖ，６Ｗから基本
的に構成されている。そして、Ｕ相とＶ相には、それぞ
れ抵抗器７Ｕ，７Ｖが挿入され、これらによりトランジ
スタ５Ｕ，５Ｖまたは帰還ダイオード６Ｕ，６Ｖを流れ
る電流量を従来の技術の欄において既に述べた方法によ
り検出できるようになっている。
【００１８】このようにして検出された電流アナログ量
は、マイコン１０に組み込まれているアナログマルチプ
レクサ１０ａを介してサンプルホールド回路１０ｂに送
られ、前者により選択されたＵ相またはＶ相のうち何れ
かの電流アナログ量を後者によりホールドされるように
なっている。さらに、この電流アナログ量は、Ａ／Ｄ変
換器１０ｃによりデジタル量に変換されてレジスタ回路
１０ｄに送られ、メモリ１０ｅに記憶されるようになっ
ている。
は、マイコン１０に組み込まれているアナログマルチプ
レクサ１０ａを介してサンプルホールド回路１０ｂに送
られ、前者により選択されたＵ相またはＶ相のうち何れ
かの電流アナログ量を後者によりホールドされるように
なっている。さらに、この電流アナログ量は、Ａ／Ｄ変
換器１０ｃによりデジタル量に変換されてレジスタ回路
１０ｄに送られ、メモリ１０ｅに記憶されるようになっ
ている。
【００１９】次に、図２に基づいて、本実施形態におけ
る三相基本電流を検出する原理について説明する。先行
技術の欄において既に述べたように、搬送波のピーク点
（山または谷）のうち、下段（または上段）のトランジ
スタまたは帰還ダイオードに電流が流れるタイミングの
ときにその電流を検出することにより、高周波成分を多
く含むインバータ出力電流の中から必要な電流の基本波
成分の瞬時値が得られることはよく知られている。
る三相基本電流を検出する原理について説明する。先行
技術の欄において既に述べたように、搬送波のピーク点
（山または谷）のうち、下段（または上段）のトランジ
スタまたは帰還ダイオードに電流が流れるタイミングの
ときにその電流を検出することにより、高周波成分を多
く含むインバータ出力電流の中から必要な電流の基本波
成分の瞬時値が得られることはよく知られている。
【００２０】ここで、ベクトル演算制御等を行うために
は三相のうち何れか二相の電流値を同時タイミングに検
出したものが必要であり、この検出をどのようにして汎
用マイコンに処理させるかを説明する。図２（１）にお
いて符号１５は、Ｕ相の電流基本波成分を示すサイン曲
線を表し、ｎ−３，ｎ−２，ｎ−１，ｎ，ｎ＋１，ｎ＋
２，ｎ＋３における電流値は、搬送波のピーク点（山ま
たは谷）２２（図７（１））における相電流２３をそれ
ぞれ表している。
は三相のうち何れか二相の電流値を同時タイミングに検
出したものが必要であり、この検出をどのようにして汎
用マイコンに処理させるかを説明する。図２（１）にお
いて符号１５は、Ｕ相の電流基本波成分を示すサイン曲
線を表し、ｎ−３，ｎ−２，ｎ−１，ｎ，ｎ＋１，ｎ＋
２，ｎ＋３における電流値は、搬送波のピーク点（山ま
たは谷）２２（図７（１））における相電流２３をそれ
ぞれ表している。
【００２１】この場合において、ｎ−３，ｎ−１，ｎ＋
１，ｎ＋３におけるものはＵ相電流の実測値であり、ｎ
−２，ｎ，ｎ＋３におけるものはＵ相電流の理論値であ
る。このことから理解されるように、本実施形態におい
ては、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の三相のうち、Ｕ相とＶ相が電
流検出対象として選択され、その結果、Ｗ相が未検出対
象すなわち算出対象になっている。そして、Ｕ相電流と
Ｖ相電流が交互に検出され、Ｕ相が検出されるときはＶ
相は検出されずに近似計算の対象とされ、逆にＶ相が検
出されるときはＵ相は検出されずに近似計算の対象とさ
れるようになっている。
１，ｎ＋３におけるものはＵ相電流の実測値であり、ｎ
−２，ｎ，ｎ＋３におけるものはＵ相電流の理論値であ
る。このことから理解されるように、本実施形態におい
ては、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の三相のうち、Ｕ相とＶ相が電
流検出対象として選択され、その結果、Ｗ相が未検出対
象すなわち算出対象になっている。そして、Ｕ相電流と
Ｖ相電流が交互に検出され、Ｕ相が検出されるときはＶ
相は検出されずに近似計算の対象とされ、逆にＶ相が検
出されるときはＵ相は検出されずに近似計算の対象とさ
れるようになっている。
【００２２】次に、図２（２）および（３）に基づい
て、近似計算を行う方法について説明する。図２（２）
は図２（１）の部分拡大図であり、図２（３）は各相電
流の実測値と計算値との関係を示す図である。図２
（２）において、ｉＵn-3とｉＵn-1は、ｎ−３およびｎ
−１におけるＵ相電流の実測値をそれぞれ示し、また、
ｉＵn とｉＵn-2 は、ｎおよびｎ−２におけるＵ相電流
の近似計算値（このとき検出されるのはＶ相の電流値）
をそれぞれ示している。
て、近似計算を行う方法について説明する。図２（２）
は図２（１）の部分拡大図であり、図２（３）は各相電
流の実測値と計算値との関係を示す図である。図２
（２）において、ｉＵn-3とｉＵn-1は、ｎ−３およびｎ
−１におけるＵ相電流の実測値をそれぞれ示し、また、
ｉＵn とｉＵn-2 は、ｎおよびｎ−２におけるＵ相電流
の近似計算値（このとき検出されるのはＶ相の電流値）
をそれぞれ示している。
【００２３】このようにして実測された電流値は、先に
述べたようにメモリ１０ｅ（図１）の中に記憶されてい
る。なお、図２（２）および（３）において、〇は実測
値を、●は計算値を、×は真値すなわち理論値（Ｓｉｎ
Θの値）をそれぞれ示している。
述べたようにメモリ１０ｅ（図１）の中に記憶されてい
る。なお、図２（２）および（３）において、〇は実測
値を、●は計算値を、×は真値すなわち理論値（Ｓｉｎ
Θの値）をそれぞれ示している。
【００２４】ここで、近似計算を行う方法について、ｉ
Ｕn （ｎにおけるＵ相電流の近似計算値）を例にしてよ
り具体的に説明する。ｉＵn は、既に実測されメモリ１
０ｅに記憶されている最新の二つの値（iUn-3 ,iUn-1
）から次の計算式により求められる（数１）。
Ｕn （ｎにおけるＵ相電流の近似計算値）を例にしてよ
り具体的に説明する。ｉＵn は、既に実測されメモリ１
０ｅに記憶されている最新の二つの値（iUn-3 ,iUn-1
）から次の計算式により求められる（数１）。
【００２５】
【数１】ｉＵn ＝ ｉＵn-1 ＋ （ｉＵn-1 − ｉＵn-
3 ）／ ２
3 ）／ ２
【００２６】これと同様にｎ＋２におけるＵ相電流であ
るｉＵn+2 は、次の計算式（数２）により求められる。
Ｖ相電流値を近似計算により算出する場合も、同様であ
る。
るｉＵn+2 は、次の計算式（数２）により求められる。
Ｖ相電流値を近似計算により算出する場合も、同様であ
る。
【００２７】
【数２】ｉＵn+2 ＝ ｉＵn+1 ＋（ｉＵn+1 − ｉＵn-
1 ） ／ ２
1 ） ／ ２
【００２８】以上により、三相のうち二相（Ｕ相，Ｖ
相）の電流値が求められたわけであるが、次に、未検出
の相（Ｗ相）の相電流を求める方法について説明する。
この方法は、図１に示すような三相ブリッジ回路２にお
いて、各相に流れる電流値の和が零（ｉＵ＋ｉＶ＋ｉＷ
＝０）となる関係を利用している。すなわち、三相の各
電流値のうちｉＵとｉＶは既に求められているので、ｉ
Ｗは、−（ｉＵ＋ｉＶ）の値を計算することにより求め
られる、というわけである。これと同様に、ｉＷの代わ
りにｉＵが未検出相として選択されたときには−（ｉＶ
＋ｉＷ）を計算することにより、また、ｉＷが選択され
たときには−（ｉＵ＋ｉＶ）を計算することによりそれ
ぞれ求められる、というわけである。
相）の電流値が求められたわけであるが、次に、未検出
の相（Ｗ相）の相電流を求める方法について説明する。
この方法は、図１に示すような三相ブリッジ回路２にお
いて、各相に流れる電流値の和が零（ｉＵ＋ｉＶ＋ｉＷ
＝０）となる関係を利用している。すなわち、三相の各
電流値のうちｉＵとｉＶは既に求められているので、ｉ
Ｗは、−（ｉＵ＋ｉＶ）の値を計算することにより求め
られる、というわけである。これと同様に、ｉＷの代わ
りにｉＵが未検出相として選択されたときには−（ｉＶ
＋ｉＷ）を計算することにより、また、ｉＷが選択され
たときには−（ｉＵ＋ｉＶ）を計算することによりそれ
ぞれ求められる、というわけである。
【００２９】上述した方法は、先に説明したように、こ
れまでに実測した何れか二つの電流値を常に必要とす
る。このため、図２（３）に示すようにｉＵn-2および
ｉＶn-1の場合はそれぞれ実測値が存在しないのでこれ
らの値を近似計算することはできない。これは、少なく
とも二つの実測値を備えた後（ｎ時点以降）でなけれ
ば、三相の各電流値が求められないことを意味する。検
出開始から少なくとも二つの実測値を備えるまでの期間
は、微少期間であるから無視できるものであって実用上
何ら支障にならないが、かかる実測値を最新の値（ｎ−
３，ｎ−１）とすることが好ましい。このようにするこ
とによりかかる期間を最小とすることができるので、よ
り早期に制御を開始することができるからである。ま
た、近似計算を行う場合に、このような最新の値（ｎ−
３，ｎ−１）を採用することにより近似精度をより高め
ることができる。
れまでに実測した何れか二つの電流値を常に必要とす
る。このため、図２（３）に示すようにｉＵn-2および
ｉＶn-1の場合はそれぞれ実測値が存在しないのでこれ
らの値を近似計算することはできない。これは、少なく
とも二つの実測値を備えた後（ｎ時点以降）でなけれ
ば、三相の各電流値が求められないことを意味する。検
出開始から少なくとも二つの実測値を備えるまでの期間
は、微少期間であるから無視できるものであって実用上
何ら支障にならないが、かかる実測値を最新の値（ｎ−
３，ｎ−１）とすることが好ましい。このようにするこ
とによりかかる期間を最小とすることができるので、よ
り早期に制御を開始することができるからである。ま
た、近似計算を行う場合に、このような最新の値（ｎ−
３，ｎ−１）を採用することにより近似精度をより高め
ることができる。
【００３０】次に、図３に基づいて、本実施形態におけ
る三相基本波電流の検出誤差をシミュレートした結果に
ついて説明する。この結果は、サンプリングレートを１
８０回／サイクルとした場合において、基本波電流の一
サイクル波形の中で誤差が最大となる部分（曲率最大部
分）におけるものを示している。図３の表から明らかな
ように、最大誤差はわずかに０．１８％にすぎず、この
ような誤差は制御を行う上で全く問題にならないので、
本検出方法が十分な実用性をもっていることが理解でき
る。
る三相基本波電流の検出誤差をシミュレートした結果に
ついて説明する。この結果は、サンプリングレートを１
８０回／サイクルとした場合において、基本波電流の一
サイクル波形の中で誤差が最大となる部分（曲率最大部
分）におけるものを示している。図３の表から明らかな
ように、最大誤差はわずかに０．１８％にすぎず、この
ような誤差は制御を行う上で全く問題にならないので、
本検出方法が十分な実用性をもっていることが理解でき
る。
【００３１】次に、図４および５に基づいて、他の実施
形態について説明する。図４は本実施形態にかかる三相
基本波電流の検出回路を、図５は同検出原理をそれぞれ
示している。なお、本実施形態において、先の実施形態
と共通するものについては、同一の名称および符号を用
いるとともにそれらの説明を省略する。
形態について説明する。図４は本実施形態にかかる三相
基本波電流の検出回路を、図５は同検出原理をそれぞれ
示している。なお、本実施形態において、先の実施形態
と共通するものについては、同一の名称および符号を用
いるとともにそれらの説明を省略する。
【００３２】先の実施形態と本実施形態とが異なる点
は、次の２点である。第１に、先の実施形態においては
抵抗器（カレントトランス）が何れか二相にのみ接続さ
れている点で、三相すべてに接続されていて各相すべて
の電流値を検出できるようになっている本実施形態とは
異なっている。第２に、先の実施形態においては二相の
うち一方の電流値を検出することにより他方の電流値を
近似計算するとともに残った相について先の二相との関
係から算出するようになっている点で、何れか一相の電
流値を検出し、他の二相の電流値を近似計算により求め
るようになっている本実施形態と異なっている。
は、次の２点である。第１に、先の実施形態においては
抵抗器（カレントトランス）が何れか二相にのみ接続さ
れている点で、三相すべてに接続されていて各相すべて
の電流値を検出できるようになっている本実施形態とは
異なっている。第２に、先の実施形態においては二相の
うち一方の電流値を検出することにより他方の電流値を
近似計算するとともに残った相について先の二相との関
係から算出するようになっている点で、何れか一相の電
流値を検出し、他の二相の電流値を近似計算により求め
るようになっている本実施形態と異なっている。
【００３３】図５において符号１６は、先の実施形態の
場合と同様にＵ相の電流基本波成分を示すサイン曲線を
表し、ｎ−５，ｎ−４，・・・，ｎ，・・・ｎ＋３，ｎ
＋４における電流値は、搬送波のピーク点（山または
谷）２２（図７（１））における相電流２３をそれぞれ
表している。本実施形態においては予め定めた順序とし
てＵ，Ｖ，Ｗの順序を採用しているので、ｎ−４，ｎ−
１およびｎ＋２におけるものがＵ相電流の実測値である
とすると、ｎ−３，ｎおよびｎ＋３がＵ相の理論値であ
り、このときのＶ相が実測対象である。また、ｎ−５，
ｎ−２，ｎ＋１およびｎ＋４におけるものも同様にＵ相
の理論値であり、このときのＷ相が実測対象である。
場合と同様にＵ相の電流基本波成分を示すサイン曲線を
表し、ｎ−５，ｎ−４，・・・，ｎ，・・・ｎ＋３，ｎ
＋４における電流値は、搬送波のピーク点（山または
谷）２２（図７（１））における相電流２３をそれぞれ
表している。本実施形態においては予め定めた順序とし
てＵ，Ｖ，Ｗの順序を採用しているので、ｎ−４，ｎ−
１およびｎ＋２におけるものがＵ相電流の実測値である
とすると、ｎ−３，ｎおよびｎ＋３がＵ相の理論値であ
り、このときのＶ相が実測対象である。また、ｎ−５，
ｎ−２，ｎ＋１およびｎ＋４におけるものも同様にＵ相
の理論値であり、このときのＷ相が実測対象である。
【００３４】上述したように、ｎ＋２においてはＵ相の
相電流が検出されるようになっているので、このときに
はＶ相およびＷ相の各電流値は検出されずに先の実施形
態の場合と同様に既に検出された二つの最新実測値から
求められるようになっている。つまり、Ｖ相の電流値は
ｎおよびｎ−３における検出結果により、Ｗ相の電流値
はｎ＋１およびｎ−２における検出結果によりそれぞれ
近似計算するようになっている。これを具体的な数式に
より表すと、次のようになる（数３）。
相電流が検出されるようになっているので、このときに
はＶ相およびＷ相の各電流値は検出されずに先の実施形
態の場合と同様に既に検出された二つの最新実測値から
求められるようになっている。つまり、Ｖ相の電流値は
ｎおよびｎ−３における検出結果により、Ｗ相の電流値
はｎ＋１およびｎ−２における検出結果によりそれぞれ
近似計算するようになっている。これを具体的な数式に
より表すと、次のようになる（数３）。
【００３５】
【数３】 ｉＵn+2 ＝ 実測値 ｉＶn+2 ＝ ｉＶn ＋ ２（ｉＶn − ｉＶn-3 ）／ ３ ｉＷn+2 ＝ ｉＷn+1 ＋ （ｉＷn+1 − ｉＷn-2 ）／ ３
【００３６】なお、これまで説明したことはＵ相電流が
検出された場合についてであるが、Ｖ相電流の場合でも
Ｗ相電流の場合でも同じであることはいうまでもない。
検出された場合についてであるが、Ｖ相電流の場合でも
Ｗ相電流の場合でも同じであることはいうまでもない。
【００３７】最後に、上述した他の実施形態の変形例に
ついて説明する。他の実施形態と本実施形態とが異なる
のは、次の点である。すなわち、他の実施形態において
は検出しなかった他の二相の電流値のうち各々何れか二
つの値から近似計算により算出する点で、検出しなかっ
た他の二相の電流値のうち、何れか一方の相電流の値
を、メモリ１０ｅに記憶してある一方の相電流の値のう
ち何れか二つの値から近似計算により算出し他方の相電
流の値を三相を流れる各相電流の和が零となる関係から
算出することによりそれぞれ求める本実施形態と異なっ
ている。近似計算の方法や各相電流の和が零となる関係
等についてはすでに述べてあるので、ここでは数式のみ
以下に示し（数４）、その他の詳しい内容の説明は省略
する。
ついて説明する。他の実施形態と本実施形態とが異なる
のは、次の点である。すなわち、他の実施形態において
は検出しなかった他の二相の電流値のうち各々何れか二
つの値から近似計算により算出する点で、検出しなかっ
た他の二相の電流値のうち、何れか一方の相電流の値
を、メモリ１０ｅに記憶してある一方の相電流の値のう
ち何れか二つの値から近似計算により算出し他方の相電
流の値を三相を流れる各相電流の和が零となる関係から
算出することによりそれぞれ求める本実施形態と異なっ
ている。近似計算の方法や各相電流の和が零となる関係
等についてはすでに述べてあるので、ここでは数式のみ
以下に示し（数４）、その他の詳しい内容の説明は省略
する。
【数４】 ｉＵn+2 ＝ 実測値 ｉＶn+2 ＝ ｉＶn ＋ ２（ｉＶn − ｉＶn-3 ）／ ３ ｉＷn+2 ＝ −（ｉＵn+2 ＋ ｉＶn+2 ）
【００３８】
【発明の効果】本発明によれば、マイコンの外部にサン
プルホールド回路等のＡ／Ｄ変換回路系を設けたりする
ことなく、マイコン内部に組み込まれている単一のサン
プルホールド回路等だけで同時に三相の各相電流の基本
波成分の瞬時値を得ることができるようになる。このよ
うに部品点数を増加させる必要がないのでマイコンのコ
スト高を抑えながら回路系を小型に保ちつつインバータ
電流の検出ができる。
プルホールド回路等のＡ／Ｄ変換回路系を設けたりする
ことなく、マイコン内部に組み込まれている単一のサン
プルホールド回路等だけで同時に三相の各相電流の基本
波成分の瞬時値を得ることができるようになる。このよ
うに部品点数を増加させる必要がないのでマイコンのコ
スト高を抑えながら回路系を小型に保ちつつインバータ
電流の検出ができる。
【図１】 本発明の実施形態にかかる基本波電流を検出
する検出回路を示す図である。
する検出回路を示す図である。
【図２】 三相基本波電流検出の原理を示す図および図
表である。
表である。
【図３】 三相基本波電流検出の誤差のシミュレーショ
ンを示す図表である。
ンを示す図表である。
【図４】 他の実施形態にかかる三相基本波電流の検出
回路を示す図である。
回路を示す図である。
【図５】 他の実施形態にかかる三相基本波電流の検出
原理を示す図である。
原理を示す図である。
【図６】 従来の三相基本波の電流を検出する回路を示
す図である。
す図である。
【図７】 従来の三相基本波の電流を検出する原理を示
す図である。
す図である。
１ インバータの出力段 ２ 三相ブリッジ回路 ３Ｕ トランジスタ ３Ｖ トランジスタ ３Ｗ トランジスタ ４Ｕ 帰還ダイオード ４Ｖ 帰還ダイオード ４Ｗ 帰還ダイオード ５Ｕ トランジスタ ５Ｖ トランジスタ ５Ｗ トランジスタ ６Ｕ 帰還ダイオード ６Ｖ 帰還ダイオード ６Ｗ 帰還ダイオード ７Ｕ 抵抗器 ７Ｖ 抵抗器 ９ 負荷 １０ マイコン １０ａ アナログマルチプレクサ １０ｂ サンプルホールド回路 １０ｃ Ａ／Ｄ変換器 １０ｄ レジスタ回路 １０ｅ メモリ
Claims (4)
- 【請求項１】 上下段合わせて少なくとも６組のトラン
ジスタおよび当該トランジスタと逆並列に接続した帰還
ダイオードにより構成した電圧型の三相パルス幅変調イ
ンバータの出力段における電流検出法であって、 上段または下段の何れか一方の段中の何れか二相に接続
した当該トランジスタまたは当該帰還ダイオードに流れ
る電流を検出するための抵抗器またはカレントトランス
を当該二相に接続し、 当該トランジスタがオン状態のときの搬送波の山または
谷のうち何れかのピーク時における当該二相の相電流を
予め定めた順序に従って検出した各値をサンプルホール
ドし、 当該サンプルホールドした検出値をＡ／Ｄ交換してレジ
スタに書き込んだ後にメモリに記憶し、 当該二相のうち当該ピーク時に検出しなかった他方の相
電流の値を、当該メモリに記憶してある当該他方の相電
流の値のうち何れか二つの値から近似計算により算出
し、 当該二相以外の未検出の相の相電流の値を、三相を流れ
る各相電流の和が零となる関係から算出することを特徴
とするインバータの出力段における電流検出法。 - 【請求項２】 当該二相の相電流を交互に検出するよう
にしたことを特徴とする請求項１記載のインバータの出
力段における電流検出法。 - 【請求項３】 上下段合わせて少なくとも６組のトラン
ジスタおよび当該トランジスタと逆並列に接続した帰還
ダイオードにより構成した電圧型の三相パルス幅変調イ
ンバータの出力段における電流検出法であって、 上段または下段何れか一方の段の三相に接続されている
当該トランジスタまたは当該帰還ダイオードに流れる電
流を検出するための抵抗器またはカレントトランスを当
該三相に接続し、 当該トランジスタがオン状態のときの搬送波の山または
谷のうち何れかのピーク時における当該三相の相電流を
一相ずつ予め定めた順序にしたがって検出した各値をサ
ンプルホールドし、 当該サンプルホールドした検出値をＡ／Ｄ交換してレジ
スタに書き込んだ後にメモリに記憶し、 当該三相のうち当該ピーク時に検出しなかった他の二相
の電流値を、当該メモリに記憶してある当該他の二相の
電流値のうち各々何れかの二つの値から近似計算により
算出することを特徴とするインバータの出力段における
電流検出法。 - 【請求項４】 上下段合わせて少なくとも６組のトラン
ジスタおよび当該トランジスタと逆並列に接続した帰還
ダイオードにより構成した電圧型の三相パルス幅変調イ
ンバータの出力段における電流検出法であって、 上段または下段何れか一方の段の三相に接続されている
当該トランジスタまたは当該帰還ダイオードに流れる電
流を検出するための抵抗器またはカレントトランスを当
該三相に接続し、 当該トランジスタがオン状態のときの搬送波の山または
谷のうち何れかのピーク時における当該三相の相電流を
一相ずつ予め定めた順序にしたがって検出した各値をサ
ンプルホールドし、 当該サンプルホールドした検出値をＡ／Ｄ交換してレジ
スタに書き込んだ後にメモリに記憶し、 当該三相のうち当該ピーク時に検出しなかった他の二相
の各電流値を、 当該他の二相のうち一方の相電流の値を、当該メモリに
記憶してある当該一方の相電流の値のうち何れか二つの
値から近似計算により算出し、 当該他の二相のうち他方の相電流の値を、三相を流れる
各相電流の和が零となる関係から算出することによりそ
れぞれ求めることを特徴とするインバータの出力段にお
ける電流検出法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8195373A JPH1028382A (ja) | 1996-07-05 | 1996-07-05 | インバータの出力段における電流検出法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8195373A JPH1028382A (ja) | 1996-07-05 | 1996-07-05 | インバータの出力段における電流検出法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1028382A true JPH1028382A (ja) | 1998-01-27 |
Family
ID=16340098
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8195373A Pending JPH1028382A (ja) | 1996-07-05 | 1996-07-05 | インバータの出力段における電流検出法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1028382A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003079157A (ja) * | 2001-08-31 | 2003-03-14 | Fuji Electric Co Ltd | インバータの出力電流検出方法 |
| GB2384317A (en) * | 2001-12-05 | 2003-07-23 | Semikron Ltd | Current sensing using a toroid |
| WO2007083486A1 (ja) * | 2006-01-17 | 2007-07-26 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | 単相用出力インバータ装置とその出力電流検出方法 |
| WO2013084289A1 (ja) | 2011-12-06 | 2013-06-13 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| CN110632378A (zh) * | 2019-10-11 | 2019-12-31 | 广东博智林机器人有限公司 | 检测装置 |
-
1996
- 1996-07-05 JP JP8195373A patent/JPH1028382A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003079157A (ja) * | 2001-08-31 | 2003-03-14 | Fuji Electric Co Ltd | インバータの出力電流検出方法 |
| GB2384317A (en) * | 2001-12-05 | 2003-07-23 | Semikron Ltd | Current sensing using a toroid |
| GB2384317B (en) * | 2001-12-05 | 2005-08-31 | Semikron Ltd | Current level sensing |
| WO2007083486A1 (ja) * | 2006-01-17 | 2007-07-26 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | 単相用出力インバータ装置とその出力電流検出方法 |
| GB2448263A (en) * | 2006-01-17 | 2008-10-08 | Yaskawa Denki Seisakusho Kk | Output inverter for single phase and its output current detection method |
| CN101361256B (zh) | 2006-01-17 | 2010-12-15 | 株式会社安川电机 | 单相输出逆变器及其输出电流检测方法 |
| GB2448263B (en) * | 2006-01-17 | 2011-03-16 | Yaskawa Denki Seisakusho Kk | Output inverter for single phase and output current detecting method thereof |
| JP4811674B2 (ja) * | 2006-01-17 | 2011-11-09 | 株式会社安川電機 | 単相用出力インバータ装置とその出力電流検出方法 |
| US8547714B2 (en) | 2006-01-17 | 2013-10-01 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Output inverter for single phase and output current detecting method thereof |
| WO2013084289A1 (ja) | 2011-12-06 | 2013-06-13 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| CN110632378A (zh) * | 2019-10-11 | 2019-12-31 | 广东博智林机器人有限公司 | 检测装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4772996A (en) | Load current detecting device for pulse width modulation inverter | |
| CN1473391B (zh) | 相电流检测方法及相电流检测装置 | |
| JPS5922472B2 (ja) | パルス幅変調装置 | |
| GB2080060A (en) | Digital controller for converter | |
| KR910009762B1 (ko) | Pwm 제어형 전력변환기의 제어장치 | |
| EP2966767A1 (en) | Power-converter control device | |
| JP2005269880A (ja) | ３相電圧型ｐｗｍインバータ装置 | |
| JPH1028382A (ja) | インバータの出力段における電流検出法 | |
| JP4055992B2 (ja) | インバータの電流検出装置 | |
| JPH03230767A (ja) | 三相ｐｗｍインバータ装置における相電流検出装置 | |
| JP2703711B2 (ja) | Ｐｗｍインバータの制御方法 | |
| JP3245989B2 (ja) | パルス幅変調制御インバータの制御回路 | |
| JP2004015949A (ja) | 同期ｐｗｍ電力変換器の電流検出装置 | |
| JPH01270793A (ja) | Ｐｗｍ制御における電流制御装置 | |
| EP0669705B1 (en) | Power conversion system | |
| JP7787478B2 (ja) | 制御回路及び電子機器 | |
| US20250132709A1 (en) | Systems and methods for current sensing in motor control applications | |
| JPS61240859A (ja) | 単相ブリツジインバ−タのｐｗｍ制御方式 | |
| Bowes et al. | A novel harmonic elimination PWM strategy | |
| JPH09182454A (ja) | スイッチング損失を低減化した３レベルインバータのｐｗｍ制御方法および装置 | |
| JP2001268930A (ja) | デッドタイム補正時の電流予測回路 | |
| JPS61142970A (ja) | 正弦波デ−タ発生方法 | |
| JPH0866079A (ja) | ３相交流電動機の駆動方法及び装置 | |
| JPS61224868A (ja) | 制御遅れ補償装置 | |
| Bowes et al. | Novel space vector based harmonic elimination inverter control |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050203 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050215 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20050621 |