JPH103998A - Ｘ線管の管電圧制御方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】幅広い負荷状態に対して立ち上がりが速く、オ
ーバーシュートすることなく安定な管電圧波形を得る。 【解決手段】実際の管電圧が目標の管電圧と一致するよ
うに制御入力を学習し、この学習した制御入力に基づい
てスイッチングレギュレータを制御することによりＸ線
管に印加する管電圧を制御する。即ち、任意のＸ線管の
管電圧制御時に予め記憶した或る制御入力を時系列的に
出力し、前記制御入力による制御結果である実際の管電
圧と目標の管電圧との誤差を各サンプリング周期毎に求
める。この求めた誤差に基づいて前記記憶された制御入
力を更新し、この更新した制御入力を次回のＸ線管の管
電圧制御時の制御入力とする。これにより最適な制御入
力が学習され、いかなる負荷条件でも立ち上がりが速く
オーバーシュートのない安定した管電圧波形を得ること
ができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はＸ線管の管電圧制御
方法及び装置に係り、特に立ち上がりが速く、オーバー
シュートすることのない安定な電圧をＸ線管に印加する
ためのＸ線管の管電圧制御方法及び装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】特開昭６３−２７６２９２号公報には、
共振現象を利用してインバータの動作位相差と動作周波
数を制御することにより、負荷であるＸ線管に印加する
電圧（以下、管電圧という）を制御する技術が記載され
ている。図１１は共振現象を利用した位相差制御方式の
従来のインバータ式Ｘ線装置を示している。同図に示す
ように、このインバータ式Ｘ線装置は、商用電源を整流
して直流電圧を得る直流電源１ａと、この直流電圧を交
流に変換するとともに共振現象を利用して電力を制御す
るインバータ２ａと、このインバータ２ａの入力側に接
続されインバータ２ａの入力電圧を検出するインバータ
入力電圧検出器７ａと、前記インバータ２ａで得た交流
電圧を昇圧する変圧器３ａと、変圧器３ａの出力を整流
する整流回路４ａと、整流回路４ａの出力電圧をＸ線に
変換するＸ線管５ａと、Ｘ線管５ａに印加される管電圧
を検出する管電圧検出器６ａと、この管電圧検出器６ａ
によって検出した管電圧と所望の管電圧（即ち目標の管
電圧）との誤差が小さくなるようにインバータ制御信号
を決定するフィードバック制御装置８ａとから構成され
ている。

【０００３】上記フィードバック制御装置８ａは、入力
電圧補正手段１０ａ、線形化補正手段１１ａ、積分調節
手段１３ａ、比例調節手段１４ａ、微分調節手段１５
ａ、加算器１６ａ、１７ａ、及び位相差発生手段１８ａ
から構成されている。加算器１６ａは、目標の管電圧と
管電圧検出器６ａによって検出した実際の管電圧とを示
す各信号の差を求め、その差信号を積分調節手段１３ａ
に出力する。積分調節手段１３ａはこれを積分し、加算
器１７ａに加える。加算器１７ａの他の入力には、比例
調節手段１４ａ及び微分調節手段１５ａからの出力が加
えられており、加算器１７ａは、積分調節手段１３ａの
出力から比例調節手段１４ａと微分調節手段１５ａとの
双方の出力を差し引き、その差信号ｕ１を入力電圧補正
手段１０ａに加える。尚、比例調節手段１４ａは管電圧
検出器６ａによって検出された実際の管電圧に対応した
信号を定数倍し、これを加算器１７ａの負入力に加え、
また、微分調節手段１５ａは管電圧検出器６ａによって
検出された実際の管電圧に対応した信号を微分し、これ
を加算器１７ａの負入力に加えている。

【０００４】入力電圧補正手段１０ａの他の入力には、
前記インバータ入力電圧検出器７ａによって検出したイ
ンバータ入力電圧信号ｖｉが加えられており、入力電圧
補正手段１０ａは、前記加算器１７ａから加えられた信
号ｕ１をインバータ入力電圧信号ｖｉで補正することに
より管電圧設定値信号ｕ２を得、この管電圧設定値信号
ｕ２を線形化補正手段１１ａに出力する。線形化補正手
段１１ａは入力する管電圧設定値信号ｕ２によって設定
された管電圧を得るための位相差φを求め、この位相差
φを示す信号を位相差発生手段１８ａに加える。尚、上
記入力電圧補正手段１０ａ及び線形化補正手段１１ａの
詳細については後述する。

【０００５】位相差発生手段１８ａは、線形化補正手段
１１ａから入力する位相差φを示す信号に基づいてイン
バータ２ａのスイッチの通電期間（２つの流転グループ
の位相）の制御を行うためのインバータ制御信号を作成
し、これをインバータ２ａに出力する。次に、インバー
タ２ａの２つの流転グループの位相差φを制御すること
により、変圧器３ａに流れる電流を制御し、管電圧を制
御する原理について説明する。

【０００６】図１２は上記インバータ２ａの一例を示す
回路図であり、図１３は位相差φによって変圧器３ａに
供給される電力が制御される原理を説明するためのタイ
ムチャートである。図１２に示すように、インバータ２
ａは、スイッチの駆動回路５０と、スイッチ５１〜５４
と、それぞれスイッチ５１〜５４と並列に接続されたダ
イオード６１〜６４と、共振用コンデンサ５５と、共振
用インダクタンス５６とから構成されている。

【０００７】ここで、スイッチ５１とダイオード６１と
により第１のアーム７１を構成し、同様にスイッチ５２
〜５４とダイオード６２〜６４とにより第２〜第４のア
ーム７２〜７４を構成している。また、共振用コンデン
サ５５及び共振用インダクタンス５６は、前記変圧器３
ａの一次巻線と直列に接続され、第１のアーム７１と第
２のアーム７２との接続点と、第３のアーム７３と第４
のアーム７４との接続点とを結び、共振回路を構成して
いる。以上のうち変圧器３ａを除いた部分でインバータ
２ａが構成されている。

【０００８】図１３は図１２のインバータ２ａにおけ
る、共振用コンデンサ５５〜共振用インダクタンス５
６、変圧器３ａの一次巻線に流れる電流（即ち、共振電
流）ｉｈと、第１、第２のアームの接続点と、第３、第
４のアームの接続点の間の電圧（即ち、インバータの出
力電圧）Ｖｈとを制御し、管電圧発生用の電力を制御す
る原理を説明するタイムチャートである。

【０００９】上記インバータ２ａのスイッチ５１とスイ
ッチ５２、及びスイッチ５３とスイッチ５４とはそれぞ
れ逆位相で、即ちπ［rad ］だけ位相がずれてオンオフ
制御される。また、スイッチ５１とスイッチ５４、及び
スイッチ５２とスイッチ５３とは位相差φ［rad ］だけ
位相をずらしてオンオフ制御される。上記スイッチ５１
〜５４のオンオフ制御により、第１〜第４の各アーム７
１〜７４に流れる電流と、インバータの出力電圧Ｖｈ、
共振電流ｉｈは図１３のようになる。同図に示すよう
に、インバータの出力電圧Ｖｈがインバータ入力電圧と
等しい期間Ｔ₁ は、位相差φが大きくなるにつれて短く
なり、それにつれて共振電流ｉｈも小さくなる。

【００１０】このように位相差φによって共振電流ｉｈ
とインバータの出力電圧Ｖｈとが制御されると、変圧器
３ａから出力される交流の電力も制御され、Ｘ線管に印
加される管電圧が制御されることになる。図１４は位相
差φを変化させることによって管電圧を制御する上記イ
ンバータ２ａの位相差φと管電圧ｙとの関係を示すグラ
フである。この位相差φと管電圧ｙとの関係は、Ｘ線管
に流れる管電流と管電圧との比、即ち負荷抵抗の大小に
よって図１４のように複雑に変化する。

【００１１】その曲線は、適当な関数たとえば、次式で
近似することができる。

【００１２】

【数１】 ｙ＝ｙｍ・ cos｛（φ＋α）／２｝ …（１） ここで、 ｙ ：管電圧 ｙｍ：位相差φ＝０のときの管電圧 α ：定数 図１４からも明らかなように位相差φと管電圧ｙの関係
は、直線的な対応関係にはなく、非線形的な性質をもっ
ている。このような特性は、動作時の位相差φによっ
て、管電圧を変化させる感度が異なることを意味してい
る。つまり、φ＝０付近では、管電圧を上昇させるため
にφを大きく変化させなければならず、一方、φ＝π付
近では、わずかにφを変化させただけで管電圧が十分に
変化する。このような非線形要素がフィードバック系中
に存在すると、動作時の位相差φによって制御系の応答
速度が異なってしまう。仮に、φ＝０付近の感度に合わ
せて前記フィードバック制御装置８ａ内の積分調節手段
１３ａ、比例調節手段１４ａ、微分調節手段１５ａの特
性を決めると、φ＝π付近で動作したときに感度が大き
くなりすぎて管電圧が振動してしまう。また、φ＝π付
近の感度に合わせると、φ＝０付近では管電圧の応答速
度が低下し、良好な管電圧波形を得ることができない。

【００１３】そこで、（２）式を用いて、常に良好な管
電圧制御ができるよう管電圧設定値信号ｕ２を線形化補
正する。

【００１４】

【数２】 φ＝２cos ^-1（ｕ２）−α …（２） 図１５は図１１における管電圧設定値信号ｕ２と、管電
圧との関係を示した特性図で、（２）式により線系化補
正したものを実線で示し、線形化補正せず（３）式、

【００１５】

【数３】 φ＝π−ｕ２ …（３） を用いて管電圧設定値信号ｕ２と位相差φとの関係を対
応付けたものとを一点鎖線で示し、原点を通る直線を破
線で示している。図１５からも分かるように、（２）式
による線形化補正を行うことによって管電圧設定値信号
ｕ２と管電圧の関係がほぼ比例関係に変換され、動作時
の位相差φにかかわらず管電圧設定値ｕ２と管電圧の関
係は比較的感度が一様な特性となる。

【００１６】次に、インバータ入力電圧の変動が管電圧
の降下や脈動に与える影響を除去する方法について説明
する。前述したように、位相差φが一定のとき、インバ
ータ入力電圧と管電圧は比例関係にある。そこで、イン
バータ入力電圧の低下分だけ位相差φを補正することに
より、インバータ入力電圧の影響を打ち消すことができ
る。

【００１７】図１１に示した入力電圧補正手段１０ａ
は、加算器１７ａの出力信号ｕ１をインバータ入力電圧
ｖｉによって（４）式、

【００１８】

【数４】 ｕ２＝（１／ｖｉ）ｕ１ …（４） に示すように補正し、この補正した信号を管電圧設定値
ｕ２として出力している。これにより、インバータ入力
電圧の降下や脈動の影響は完全になくなり、非常に良好
な管電圧波形を得ることができる。また、線形化補正手
段１１ａは、上記管電圧設定値信号ｕ２を上述した
（２）式に従って線形化して位相差φを求めている。

【００１９】従来のＸ線管の管電圧制御装置は、以上の
ような方法で入力電圧補正手段１０ａ、線形化補正手段
１１ａ、積分調節手段１３ａ、比例調節手段１４ａ、微
分調節手段１５ａのゲインや定数の各制御パラメータ
を、Ｘ線撮影条件（負荷条件）によって要求される管電
圧、管電流の組み合わせに応じて適当に調節し、所望の
管電圧波形を得ていた。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】ところで、Ｘ線管の管
電圧制御装置は、家庭電化製品や産業及び情報通信関連
機器等の電源とは大きく異なり、負荷であるＸ線管への
印加電圧（管電圧）の可変範囲が２０〜１５０ｋＶ程
度、電流（管電流）に関しては０．５〜１０００ｍＡ程
度と、１０⁵ 以上の幅広い負荷状態を高速かつ高精度に
制御するという特殊性を有することから、各負荷状態に
合わせながら最適となる制御パラメータの調節をしなけ
ればならない。

【００２１】図１６は図１１に示した共振形インバータ
式Ｘ線装置におけるＸ線管電圧の過渡応答特性を示すグ
ラフである。同図に示すように、管電圧は管電流が大き
く管電圧の小さい重負荷時には１次遅れの応答となり、
負荷が軽くなるにしたがい２次振動系に近く、管電圧が
大きく管電流の小さい軽負荷時には、ダイオードブリッ
ジ整流回路（図１１の４ａ）と負荷回路（図１１のＸ線
管５ａ）が切れた状態の不連続動作が現れるため、オー
バーシュート後なだらかに降下した応答波形を示す。

【００２２】このような負荷状態の変化にかかわらず、
安定した管電圧波形、即ち管電圧立ち上げ時のオーバー
シュートの抑制と高速応答性の改善、さらに定常時の脈
動の低減化をしなければならない。そこで、図１１に示
した制御系の制御パラメータを調節する必要があるが、
管電圧の立ち上げ時と定常時で制御対象の特性が異なる
ため、同一のゲイン、定数では両方同時に満足すること
は困難なため、両方の妥協点を見出して設定していた。
このため、全ての負荷条件でオーバーシュートすること
なく高速に立ち上がり、定常時の脈動のない管電圧波形
を得ることは困難であった。また、上記のように１０⁵
倍にも及ぶ全ての負荷条件における制御パラメータの調
節には、熟練したオペレータの経験に負うところが大き
く、また多くの時間を要していた。

【００２３】本発明はこのような事情に鑑みてなされた
もので、幅広い負荷状態に対して立ち上がりが速く、オ
ーバーシュートすることなく安定な管電圧波形を得るこ
とが可能なＸ線管の管電圧制御方法及び装置を提供する
ことを目的とする。

【００２４】

【課題を解決するための手段】本発明は前記目的を達成
するために、実際の管電圧が目標の管電圧と一致するよ
うに制御入力を学習し、この学習した制御入力に基づい
てスイッチングレギュレータを制御することによりＸ線
管に印加する管電圧を制御するＸ線管の管電圧制御方法
であって、任意のＸ線管の管電圧制御時に予め記憶した
或る制御入力を時系列的に出力し、前記制御入力による
制御結果である実際の管電圧と目標の管電圧との誤差を
各サンプリング周期毎に求め、前記求めた誤差に基づい
て前記記憶された制御入力を更新し、前記更新した制御
入力を次回のＸ線管の管電圧制御時の制御入力として出
力することを特徴としている。

【００２５】即ち、Ｘ線管に最適な出力電圧波形を供給
するために、前記スイッチングレギュレータを制御する
ための制御入力を学習する。この学習則としては、実際
の管電圧と目標の管電圧とを各サンプリング周期毎に比
較し、その誤差が０になるように前記制御入力を更新
し、この更新した制御入力を次回のＸ線管の管電圧制御
時の制御入力として用いる。これを複数回又は毎回繰り
返すことにより、各サンプリング周期毎の制御入力は最
適な値（誤差を０にする値）に収束する。従って、この
収束した制御入力に基づいて前記スイッチングレギュレ
ータを制御することにより、いかなる負荷条件でもオー
バーシュートのない立ち上がりが速く、安定した管電圧
波形を得ることができる。

【００２６】

【発明の実施の形態】以下添付図面に従って本発明に係
るＸ線管の管電圧制御方法及び装置の好ましい実施の形
態について詳説する。図１は本発明に係る学習制御アル
ゴリズムを有するインバータ式Ｘ線装置を示す概略図で
ある。同図に示すように、このインバータ式Ｘ線装置
は、主としてＰ形学習制御装置２０と、目標の管電圧ｙ
_d を指令するための第２のメモリ２２ａと、インバータ
駆動回路／位相差ＰＷＭ制御回路２４ａ、共振形ＤＣ−
ＤＣコンバータ２４ｂ等を含む制御対象２４とから構成
されている。尚、インバータ駆動回路／位相差ＰＷＭ制
御回路２４ａは、図１１上の位相差発生手段１８ａに対
応し、共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ２４ｂは、直流電源
１ａ、インバータ２ａ、変圧器３ａ、及び整流回路４ａ
に対応している。

【００２７】共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ２４ｂの制御
信号である位相差を示す信号は、インバータ動作周期Ｔ
ｏ毎に与えられるため、時間的に間欠している。そのた
め、これを制御入力とする共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ
２４ｂはもともと離散時間系である。そこで、共振形Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ２４ｂの制御は、インバータ動作周
期Ｔｏをサンプリング間隔Ｔｓとするディジタル制御系
により行われる。

【００２８】いま、共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ２４ｂ
の制御入力ｕを位相差φにより、

【００２９】

【数５】 ｕ＝（１８０−φ）／１８０ …（５） と定義すると、ｕは０から１まで変化することになり、
出力電力はｕ＝０のとき最小値、ｕ＝１のとき最大値を
とる。さて、上述したＰ形学習制御装置２０は、図１に
示すように学習則として比例項を持つＰ形のもので、第
１のメモリ２０ａと、加算器２０ｂ、２０ｄと、乗算器
２０ｃとから構成されている。

【００３０】第１のメモリ２０ａには、前回のＸ線管の
管電圧制御時に学習した制御入力ｕ _k が記憶されてお
り、Ｘ線管の管電圧制御時（起動時）に同期して、第１
のメモリ２０ａからはメモリ書込み読出し手段（図示せ
ず）によって第１のメモリ２０ａに記憶されている制御
入力ｕ_k が時系列的に読み出される。尚、第１回目の起
動時（第１回目の学習時）には、第１のメモリ２０ａの
記憶内容は例えば０或いは適当な値となっている。

【００３１】任意の第ｋ回目の起動時に第１のメモリ２
０ａから読み出された制御入力ｕ_kは、制御対象２４に
加えられる。この制御入力ｕ_k による制御対象２４の制
御結果である実際の管電圧ｙ_k は管電圧検出器６ａ（図
１１参照）によって検出され、その実際の管電圧ｙ_k を
示す信号は、Ｐ形学習制御装置２０の加算器２０ｂに加
えられる。

【００３２】加算器２０ｂの他の入力には、第２のメモ
リ２２ａから目標の管電圧ｙ_d を示す信号が加えられて
おり、加算器２０ｂはこれらの２入力の差信号を求め
る。尚、第２のメモリ２２ａには、目標の管電圧ｙ_d を
示す波形信号が記憶されており、その管電圧ｙ_d を示す
信号は、Ｘ線管の起動時に同期して時系列的に読み出さ
れる。

【００３３】即ち、加算器２０ｂは、第２のメモリ２２
ａから読み出された目標の管電圧ｙ _d (t) と実際の管電
圧ｙ_k (t) との誤差ｅ(t) を、次式、

【００３４】

【数６】 ｅ_k (t) ＝ｙ_d (t) −ｙ_k (t) …（６） により求める。この誤差ｅ_k (t) は、Ｐ形学習制御装置
２０の乗算器２０ｃに加えられる。乗算器２０ｃは、入
力する誤差ｅ_k (t) にＰ形学習則のゲインｇを乗算し、
その乗算値を加算器２０ｄに加える。加算器２０ｄの他
の入力には、前記制御入力ｕ_k が加えられており、加算
器２０ｄはこれらの２入力を加算し、この加算値を次回
（第ｋ＋１回目）の起動時における制御入力ｕ_k+1 とし
て第１のメモリ２０ａに出力する。

【００３５】即ち、Ｐ形学習制御装置２０は、第ｋ＋１
回目の起動における離散時間系のｉ時刻の制御入力ｕ
_k+1 (i) を、前回の制御入力ｕ_k (i) と誤差ｅ_k (i+1)
に基づいて、次式、

【００３６】

【数７】 ｕ_k+1 (i) ＝ｕ_k (i) ＋ｇ・｛ｙ_d (i+1) −ｙ_k (i+1) ｝ ＝ｕ_k (i) ＋ｇ・ｅ_k (i+1) …（７） によって求める。このようにして第ｋ回目の起動時の各
サンプリング周期毎に求めた制御入力ｕ _k+1 (i) は、時
系列信号として第１のメモリ２０ａに記憶され、第ｋ＋
１回目の起動に時系列的に読み出される。

【００３７】このＰ形学習制御装置２０による学習制御
の結果を図２に示す。尚、ゲインｇは、重負荷と軽負荷
の場合とでそれぞれ試行錯誤的に決定した適当な値であ
る。また、目標の管電圧ｙ_d は、（８）式に示すように
立ち上がり部分が一次関数のものを使用し、学習回数は
１００回とした。

【００３８】

【数８】 ｙ_d ＝ｙ_set ×（ｚ／ｚ_set ） （ｚ＜ｚ_set ） ｙ_d ＝ｙ_set （ｚ≧ｚ_set ） …（８） （但し、ｙ_set ：定常状態における目標の管電圧 ｚ ：時間 ｚ_set ：管電圧の立ち上がり時間） 上記共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ２４ｂは、動的システ
ムであるため現時点の制御入力は未来の管電圧に影響を
及ぼす。そのため、（７）式の学習則では、制御入力ｕ
_k (i) が最も影響を及ぼすのは（ｉ＋１）時刻の管電圧
ｙ_k (i+1) であるとして、次回の制御入力ｕ_k+1 (i) を
補正している。しかし、図２に示すように軽負荷時（同
図の破線参照）には管電圧波形は収束しているにもかか
わらず、重負荷時（同図の実線参照）には発散してい
る。

【００３９】一方、（ｉ＋２）時刻の誤差ｅ_k (i+2) を
用いて、次回の制御入力ｕ_k+1 (i)を、次式、

【００４０】

【数９】 ｕ_k+1 (i) ＝ｕ_k (i) ＋ｇ・｛ｙ_d (i+2) −ｙ_k (i+2) ｝ ＝ｕ_k (i) ＋ｇ・ｅ_k (i+2) …（９） によって補正する。このようにして補正した結果を図３
に示す。同図に示すように、管電圧波形は重負荷時にも
収束していることが分かる。この結果から、制御入力ｕ
_k (i) が影響を及ぼすのは管電圧ｙ_k (i+1) よりもむし
ろｙ_k (i+2) であることが分かる。したがって、（９）
式のように２サンプリング後の誤差ｅ_k (i+2) を用いて
次回の制御入力ｕ_k+1 (i) を更新していく方が好まし
い。

【００４１】以上説明したように、共振形ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの制御にＰ形学習制御法を適用することによ
り、種々の負荷状態に対して立ち上がりが速く、オーバ
ーシュートのない管電圧の制御が可能であることが分か
る。次に、学習に際して問題となる目標の管電圧の波形
と学習則のゲインについて説明する。

【００４２】目標の管電圧としては、制御入力が収束す
るまでの学習回数が少ない方が好ましい。即ち、共振形
ＤＣ−ＤＣコンバータに対して、無理のない制御入力ｕ
を与えるような目標の管電圧ｙ_d の選定が必要となる。
そこで、先ず目標の管電圧の立ち上がり時間ｚ_set の変
化による影響について検討する。共振形ＤＣ−ＤＣコン
バータの制御入力ｕに０から１の制限があることを考え
ると、最大制御入力ｕ＝１のときに立ち上がり時間ｚ
_set が最小となる。

【００４３】図４は開ループ系で負荷抵抗値λを変化さ
せた場合の管電圧の立ち上がり部分の波形を示してい
る。立ち上がり時間ｚ_set はどの波形もｚ＞4.0 （×0.
2 ｍＳ）である。従って、目標の管電圧の立ち上がり時
間ｚ_set は0.8 ｍＳが適当である。次に、目標の管電圧
の立ち上がり部分の波形を、次表のような関数を用いて
学習を行い、収束するまでの学習回数を調べた。

【００４４】

【表１】 但し、exp 関数と２次臨海制動波形は、ｚ＝ｚ_set で定
常状態での値ｙ_set の９５％に達するようにτ、ωが設
定されている。また、ゲインｇ＝0.4 、負荷抵抗値λ＝
1.0 、ｙ_set ＝0.6 の場合である。

【００４５】表１に示した各関数の目標の管電圧を使用
して制御入力を学習した後の管電圧波形を図５に示す。
表１及び図５に示すように、収束回数及び立ち上がり部
分の波形ともにsin 関数が最も優れていることが分か
る。従って、目標の管電圧の立ち上がり部分の波形はsi
n 関数が好ましい。次に、幅広い負荷状態において、な
るべく収束回数が少なくなるようなゲインｇを選ぶ。図
６は負荷抵抗値λの変化に対するゲイン−収束回数を示
す特性図である。図６からゲインｇは０．７付近を境に
収束回数が増加していくことが分かる。従って、ゲイン
ｇ＝0.7 を選ぶと、制御入力は最も速く収束する。

【００４６】このようにして選定した目標の管電圧ｙ_d
と学習則によって次回の制御入力を更新するアルゴリズ
ムをまとめて（１０）式に示す。

【００４７】

【数１０】 ｙ_d ＝ｙ_set ・ sin｛（π／２）・（ｚ／0.8 ) ｝ （ｚ＜0.8 ｍＳ） ｙ_d ＝ｙ_set （ｚ≧0.8 ｍＳ） ｕ_k+1 (i) ＝ｕ_k (i) ＋0.7 ｅ_k (i+1) …（１０） （１０）式に示した目標の管電圧ｙ_d 及び学習則によっ
て求めた制御入力を用いて管電圧を制御した結果を図７
及び図８に示す。

【００４８】図７（ａ）は目標の管電圧の定常値ｙ_set
を0.6 に固定し、負荷抵抗値λを0.5 （重負荷）とした
場合の制御結果を示し、図７（ｂ）は目標の管電圧の定
常値ｙ_set を0.6 に固定し、負荷抵抗値λを5.0 （軽負
荷）とした場合の制御結果を示している。また、図８は
負荷条件を固定して目標管電圧の定常値ｙ_set を変化さ
せた場合の制御結果を示している。

【００４９】上記制御結果から、負荷状態及び目標の管
電圧の設定値にかかわらず、適切な学習過程を経て最終
的に良好な管電圧波形が得られることがわかる。図９は
本発明に係る学習制御による補正を含む管電圧のフィー
ドバック制御系を有するインバータ式Ｘ線装置のブロッ
ク図である。尚、図１１に示したインバータ式Ｘ線装置
と共通する部分には同一の符号を付し、その詳細な説明
は省略する。

【００５０】図９に示すインバータ式Ｘ線装置は、図１
１のものと比較してフィードバック制御装置８ａ’が異
なり、特にＰ形学習制御装置２０（図１参照）及び加算
器２１ａが付加されている点で異なる。このＰ形学習制
御装置２０は、目標の管電圧ｙ_d と、管電圧検出器６ａ
によって検出された実際の管電圧ｙ_k とを示す各信号を
入力し、目標の管電圧ｙ_d と実際の管電圧ｙ_k との誤差
を０にするための制御入力ｕ_k を学習し、この学習した
制御入力を次回のＸ線管の管電圧制御時に加算器２１ａ
に出力する。加算器２１ａには、加算器１７ａの出力信
号ｕ１が加えられており、加算器２１ａはこれらの２入
力を加算し、その加算信号を入力電圧補正手段１０ａに
加える。

【００５１】入力電圧補正手段１０ａの他の入力には、
インバータ入力電圧検出器７ａによって検出したインバ
ータ入力電圧信号ｖｉが加えられており、入力電圧補正
手段１０ａは、加算器２１ａから加えられた加算信号を
インバータ入力電圧信号ｖｉで補正することにより管電
圧設定値信号ｕ２を得、この管電圧設定値信号ｕ２を線
形化補正手段１１ａ及び位相差発生手段１８ａを介して
インバータ２ａに出力する。

【００５２】図１０は図９に示した装置による管電圧の
制御結果を示す図であり、同図（ａ）は目標の管電圧の
定常値ｙ_set を0.6 に固定し、負荷抵抗値λを0.5 （重
負荷）とした場合の制御結果を示し、同図（ｂ）は目標
の管電圧の定常値ｙ_set を0.6 に固定し、負荷抵抗値λ
を5.0 （軽負荷）とした場合の制御結果を示している。
図１０に示すように、図９の装置によれば、インバータ
入力電圧Ｖ_inの変動の影響を受けることなく、幅広い負
荷状態に対して安定した管電圧波形が得られていること
が分かる。

【００５３】尚、この実施の形態ではスイッチングレギ
ュレータとして、共振現象を利用した位相差制御方式の
ものを用いたが、これに限らず、周波数を制御するもの
でもよい。また、共振形に限定されず、例えばインバー
タの前にインバータの入力直流電圧を可変するＤＣ−Ｄ
Ｃチョッパ回路を設け、このチョッパ回路のオン、オフ
の比率を制御して管電圧を制御する構成のものにも応用
できることはもちろんである。

【００５４】また、学習により補正する信号は、管電圧
制御系の他の場所、例えば図９の実施の形態の場合は入
力電圧補正手段や線形化補正手段の入力又は出力側に入
れて、ディメンジョンを合わせて補正しても同等の効果
が得られる。

【００５５】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、実
際の管電圧を目標の管電圧に一致させるための最適な制
御入力を学習し、この学習した制御入力に基づいてスイ
ッチングレギュレータを制御するようにしたため、いか
なる負荷条件でも立ち上がりが速くオーバーシュートの
ない安定した管電圧波形を得ることができる。また、上
記学習は自動的に行われるため、熟練したオペレータに
よらず、短時間で最適な制御パラメータの調節ができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は本発明に係る学習制御アルゴリズムを説
明するために用いた図である。

【図２】図２は１サンプリング後の誤差を利用した学習
制御による管電圧の波形図である。

【図３】図３は２サンプリング後の誤差を利用した学習
制御による管電圧の波形図である。

【図４】図４は制御入力を最大にしたときの管電圧の立
ち上がり部分の波形図である。

【図５】図５は目標の管電圧の立ち上がり部分の各波形
別の制御結果を示す管電圧の波形図である。

【図６】図６はゲインと収束回数との関係を示す特性図
である。

【図７】図７は学習制御による制御結果を示す負荷状態
の変化に対する管電圧の波形図である。

【図８】図８は学習制御による制御結果を示す目標の管
電圧の定常値の変化に対する管電圧の波形図である。

【図９】図９は本発明に係る学習制御による補正を含む
管電圧のフィードバック制御系を有するインバータ式Ｘ
線装置のブロック図である。

【図１０】図１０は図９に示した装置による制御結果を
示すインバータ入力電圧と管電圧の波形図である。

【図１１】図１１は従来のインバータ式Ｘ線装置を示す
ブロック図である。

【図１２】図１２は図１１に示したインバータの構成を
示す回路図である。

【図１３】図１３は図１２に示した位相差制御方式の共
振形インバータの動作を説明するタイムチャートであ
る。

【図１４】図１４は位相差と管電圧との関係を示す図で
ある。

【図１５】図１５は管電圧設定値と管電圧との関係を示
す図である。

【図１６】図１６は図１１に示した従来のインバータ式
Ｘ線装置による無制御時の制御結果を示す管電圧の波形
図である。

【符号の説明】

１ａ…直流電源 ２ａ…インバータ ３ａ…変圧器 ４ａ…整流回路 ５ａ…Ｘ線管 ６ａ…管電圧検出器 ７ａ…インバータ入力電圧検出器 ８ａ…フィードバック制御装置 １０ａ…入力電圧補正手段 １１ａ…線形化補正手段 １３ａ…積分調節手段 １４ａ…比例調節手段 １５ａ…微分調節手段 １８ａ…位相差発生手段 ２０…Ｐ形学習制御装置 ２０ａ…第１のメモリ ２０ｂ、２０ｄ、２１ａ…加算器 ２０ｃ…乗算器 ２２ａ…第２のメモリ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 清水 利憲 山口県宇部市大字上宇部885−４ オレン ジハイツ上宇部201号 (72)発明者 中岡 睦雄 兵庫県西宮市西波止町６−33 (72)発明者 渡辺 修治 山口県宇部市東梶返４丁目４−５−102

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 実際の管電圧が目標の管電圧と一致する
   ように制御入力を学習し、この学習した制御入力に基づ
   いてスイッチングレギュレータを制御することによりＸ
   線管に印加する管電圧を制御するＸ線管の管電圧制御方
   法であって、 任意のＸ線管の管電圧制御時に予め記憶した或る制御入
   力を時系列的に出力し、 前記制御入力による制御結果である実際の管電圧と目標
   の管電圧との誤差を各サンプリング周期毎に求め、 前記求めた誤差に基づいて前記記憶された制御入力を更
   新し、 前記更新した制御入力を次回のＸ線管の管電圧制御時の
   制御入力として出力することを特徴とするＸ線管の管電
   圧制御方法。
2. 【請求項２】 第ｋ回目のＸ線管の管電圧制御時におけ
   る或るサンプリング時刻(i) における制御入力をｕ
   _k (i) 、次のサンプリング時刻(i+1) における目標の管
   電圧ｙ_d (i+1) と実際の管電圧ｙ_k (i+1) との誤差をｅ
   _k (i+1) とすると、第ｋ＋１回目のＸ線管の管電圧制御
   時におけるサンプリング時刻(i) における制御入力ｕ
   _k+1 (i) を、次式、 ｕ_k+1 (i) ＝ｕ_k (i) ＋ｇ・｛ｙ_d (i+1) −ｙ_k (i+1) ｝ ＝ｕ_k (i) ＋ｇ・ｅ_k (i+1) （但し、０＜ｇ＜１）によって求めることを特徴とする
   請求項１のＸ線管の管電圧制御方法。
3. 【請求項３】 第ｋ回目のＸ線管の管電圧制御時におけ
   る或るサンプリング時刻(i) における制御入力をｕ
   _k (i) 、２サンプリング周期後のサンプリング時刻(i+
   2) における目標の管電圧ｙ_d (i+2) と実際の管電圧ｙ
   _k (i+2) との誤差をｅ_k (i+2) とすると、第ｋ＋１回目
   のＸ線管の管電圧制御時におけるサンプリング時刻(i)
   における制御入力ｕ_k+1 (i) を、次式、 ｕ_k+1 (i) ＝ｕ_k (i) ＋ｇ・｛ｙ_d (i+2) −ｙ_k (i+2) ｝ ＝ｕ_k (i) ＋ｇ・ｅ_k (i+2) （但し、０＜ｇ＜１）によって求めることを特徴とする
   請求項１のＸ線管の管電圧制御方法。
4. 【請求項４】 前記目標の管電圧をｙ_d とすると、この
   目標の管電圧ｙ_d は、次式、 ｙ_d ＝ｙ_set ・ sin｛（π／２）・（ｚ／ｚ_set ) ｝ （ｚ＜ｚ_set ） ｙ_d ＝ｙ_set （ｚ≧ｚ_set ） （但し、ｙ_set ：定常状態における目標の管電圧 ｚ ：時間 ｚ_set ：管電圧の立ち上がり時間） の電圧波形を有することを特徴とする請求項１乃至３の
   いずれかに記載のＸ線管の管電圧制御方法。
5. 【請求項５】 Ｘ線管に管電圧を印加するスイッチング
   レギュレータと、 前記Ｘ線管に印加された管電圧を検出する管電圧検出手
   段と、 目標の管電圧を指令する管電圧指令手段と、 前記管電圧検出手段によって検出された実際の管電圧が
   前記管電圧指令手段によって指令された目標の管電圧と
   なるように制御入力を学習し、この学習した制御入力に
   基づいて前記スイッチングレギュレータに出力する学習
   制御手段とを備え、 前記学習制御手段は、各サンプリング周期毎に前記制御
   入力を記憶する記憶手段と、今回のＸ線管の管電圧制御
   時に前記記憶手段から制御入力を時系列的に読み出す手
   段と、前記目標の管電圧と実際の管電圧との誤差に或る
   ゲインを乗算し、これを前記読み出した制御入力に加算
   し、この加算した制御入力を次回の制御入力として前記
   記憶手段に書き込む手段とからなることを特徴とするＸ
   線管の管電圧制御装置。
6. 【請求項６】 前記実際の管電圧が目標の管電圧と一致
   するように第１の制御入力を作成するフィードバック制
   御手段と、このフィードバック制御手段によって作成さ
   れた第１の制御入力に前記学習制御手段から読み出され
   た制御入力を加算し、これを前記スイッチングレギュレ
   ータを制御するための制御入力として出力する加算手段
   とを有することを特徴とする請求項５のＸ線管の管電圧
   制御装置。
7. 【請求項７】 前記スイッチングレギュレータは、直流
   電源から受入した直流を交流に変換するインバータと、
   このインバータの出力を昇圧する変圧器と、この変圧器
   の出力を直流に変換しこの変換した出力電圧を前記Ｘ線
   管に印加する整流回路とからなり、前記制御入力に基づ
   いて前記インバータの位相差や周波数等が制御されるこ
   とを特徴とする請求項５又は６のＸ線管の管電圧制御装
   置。