JPH08317655A - 電力供給装置 - Google Patents
電力供給装置Info
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- JPH08317655A JPH08317655A JP11543995A JP11543995A JPH08317655A JP H08317655 A JPH08317655 A JP H08317655A JP 11543995 A JP11543995 A JP 11543995A JP 11543995 A JP11543995 A JP 11543995A JP H08317655 A JPH08317655 A JP H08317655A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】電源側の電圧変動の影響を受けず、閃光管等の
負荷の特性変化にも影響を受けることがなく閃光管の電
流を設定値に制御する。 【構成】スイッチ素子2A,2B とリアクトル3A,3B とダイ
オード4A,4B からなる複数のチョッパ回路と、それぞれ
のチョッパ回路をパルス幅変調制御する電流制御部36,3
7,38,39 を備え、発振回路37のクロックRA,RB に位相差
を設けて変調周期に位相差を設ける。また、ディザ回路
38A,38B から変調周期内で変化する鋸歯状波DA,DB を加
え安定したパルス幅変調を行う。
負荷の特性変化にも影響を受けることがなく閃光管の電
流を設定値に制御する。 【構成】スイッチ素子2A,2B とリアクトル3A,3B とダイ
オード4A,4B からなる複数のチョッパ回路と、それぞれ
のチョッパ回路をパルス幅変調制御する電流制御部36,3
7,38,39 を備え、発振回路37のクロックRA,RB に位相差
を設けて変調周期に位相差を設ける。また、ディザ回路
38A,38B から変調周期内で変化する鋸歯状波DA,DB を加
え安定したパルス幅変調を行う。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、レーザ光を出力する閃
光管等の負荷へ電力を供給する電力供給装置に関する。
光管等の負荷へ電力を供給する電力供給装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】レーザ光を出力する閃光管（せん光管）
等へ電力を供給する従来の電力供給装置として図６(a)
に示すもの（例えば、特公昭63-20032号公報）がある。
この装置は、直流電源1 の電力をパルス幅変調された高
周波のパルス列に変換した後、高周波成分を除去して短
時間のパルス電力を閃光管7 へ供給するものである。即
ち、直流電源1 の電力は、スイッチ素子(IGBT)2 のスイ
ッチング動作によりパルス幅変調された高周波のパルス
列に変換され、リアクトル3 とコンデンサ5 の直列回路
に供給される。スイッチ素子2 がオフしてパルス電力の
供給を止めるとリアクトル3 の放電電流はダイオード4
を介して還流し、コンデンサ5 には高周波成分が除去さ
れた所望の直流電圧が発生し、この電圧がダイオード６
を介して閃光管7 に供給される。また、閃光管7 をシン
マリング（simmering)状態に保つための直流の微小電流
（以下、シンマ電流と呼称）を常時通電するためのシン
マ電源９と抵抗８と、シンマ電流を通電させるため高電
圧を発生させ閃光管7 の放電を開始させるトリガー回路
10を備えている。
等へ電力を供給する従来の電力供給装置として図６(a)
に示すもの（例えば、特公昭63-20032号公報）がある。
この装置は、直流電源1 の電力をパルス幅変調された高
周波のパルス列に変換した後、高周波成分を除去して短
時間のパルス電力を閃光管7 へ供給するものである。即
ち、直流電源1 の電力は、スイッチ素子(IGBT)2 のスイ
ッチング動作によりパルス幅変調された高周波のパルス
列に変換され、リアクトル3 とコンデンサ5 の直列回路
に供給される。スイッチ素子2 がオフしてパルス電力の
供給を止めるとリアクトル3 の放電電流はダイオード4
を介して還流し、コンデンサ5 には高周波成分が除去さ
れた所望の直流電圧が発生し、この電圧がダイオード６
を介して閃光管7 に供給される。また、閃光管7 をシン
マリング（simmering)状態に保つための直流の微小電流
（以下、シンマ電流と呼称）を常時通電するためのシン
マ電源９と抵抗８と、シンマ電流を通電させるため高電
圧を発生させ閃光管7 の放電を開始させるトリガー回路
10を備えている。
【０００３】閃光管7 に供給される電力は、スイッチ素
子2 のオン・オフのデューティー比で定まり、次のよう
に制御される。即ち、起動信号11が入力されると、電圧
パターン回路12から図６(b) に示すように電圧基準ｖ12
が出力され、ＰＷＭ回路13はこの電圧基準ｖ12と変調信
号発生器14から出力される高周波の鋸歯状の変調信号ｖ
14とを比較してパルス幅変調されたＰＷＭ信号ｖ13を出
力し、駆動回路15を介してスイッチ素子2 をオン・オフ
させ、リアクトル3 とコンデンサ5 に高周波のパルス電
力を供給する。これによりコンデンサ5 の電圧はフィル
タ効果により高周波成分が除去され、電圧基準ｖ12の波
形と相似の波形の電圧となって閃光管7に供給され、閃
光管7 の特性に従った電流を流すことができる。
子2 のオン・オフのデューティー比で定まり、次のよう
に制御される。即ち、起動信号11が入力されると、電圧
パターン回路12から図６(b) に示すように電圧基準ｖ12
が出力され、ＰＷＭ回路13はこの電圧基準ｖ12と変調信
号発生器14から出力される高周波の鋸歯状の変調信号ｖ
14とを比較してパルス幅変調されたＰＷＭ信号ｖ13を出
力し、駆動回路15を介してスイッチ素子2 をオン・オフ
させ、リアクトル3 とコンデンサ5 に高周波のパルス電
力を供給する。これによりコンデンサ5 の電圧はフィル
タ効果により高周波成分が除去され、電圧基準ｖ12の波
形と相似の波形の電圧となって閃光管7に供給され、閃
光管7 の特性に従った電流を流すことができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上述した従来
の方式では以下に述べる欠点がある。 オープンループでＰＷＭ制御しているため直流電源の
電圧変動、スイッチング素子の動作速度の変化やばらつ
きなどにより閃光管に印加される電圧が変化する。 閃光管の特性変化などにより同一電圧を印加しても流
れる電流値が異なり光出力特性が変化しやすい。 比較的に大きな容量のコンデンサを用いるため閃光管
に印加する電圧が振動し、シンマ電流をオフする可能性
があり、主電力を供給する回路とシンマ電流を供給する
回路との間に逆流阻止用ダイオードを挿入する必要があ
る。
の方式では以下に述べる欠点がある。 オープンループでＰＷＭ制御しているため直流電源の
電圧変動、スイッチング素子の動作速度の変化やばらつ
きなどにより閃光管に印加される電圧が変化する。 閃光管の特性変化などにより同一電圧を印加しても流
れる電流値が異なり光出力特性が変化しやすい。 比較的に大きな容量のコンデンサを用いるため閃光管
に印加する電圧が振動し、シンマ電流をオフする可能性
があり、主電力を供給する回路とシンマ電流を供給する
回路との間に逆流阻止用ダイオードを挿入する必要があ
る。
【０００５】本発明は、上記問題を解決するためになさ
れたもので、その目的とするところは、電源側の電圧変
動の影響を受けず、閃光管等の負荷の特性変化にも影響
を受けることがなく閃光管の電流を設定値に制御するこ
とができ、リップル電流の少ない電流を高精度で安定し
て供給することができ、シンマ電流を安定に保つことが
できる電力供給装置を提供することにある。
れたもので、その目的とするところは、電源側の電圧変
動の影響を受けず、閃光管等の負荷の特性変化にも影響
を受けることがなく閃光管の電流を設定値に制御するこ
とができ、リップル電流の少ない電流を高精度で安定し
て供給することができ、シンマ電流を安定に保つことが
できる電力供給装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の閃光管等の負荷
への電力供給装置は、一端が閃光管等の負荷の一端に接
続された直流電源を備え、一端が前記直流電源の他端に
接続され他端が前記負荷の他端に接続されるスイッチ素
子とリアクトルの直列回路と、一端が前記スイッチ素子
とリアクトルの直列接続点に接続され他端が前記負荷の
一端に接続されるダイオードから成るチョッパ回路と、
電流基準と前記チョッパ回路の出力電流検出値とを比較
して前記スイッチ素子をオン・オフ制御し前記チョッパ
回路の出力電流を所望の電流パターンとなるようにパル
ス幅変調制御する電流制御手段を備える。（請求項１）
（図１参照） 更に、前記チョッパ回路を複数個並列に接続してその合
成電流を前記負荷に供給し、前記電流制御手段を複数個
設けて各電流制御手段のパルス幅変調制御の変調周期に
各チョッパ回路の出力電流のリップル成分が相殺するよ
うに位相差を設ける。（請求項２）（図１参照） 更に、少なくとも一部のチョッパ回路に前記負荷となる
閃光管7 をシンマリング（simmering)状態に保つための
一定電流（以下、シンマ電流と呼称）を通電する。この
場合、該チョッパ回路のリアクトルは、前記シンマ電流
の範囲ではインダクタンスが大きく作用し、前記シンマ
電流を越える範囲ではインダクタンスが小さく作用する
飽和特性を有するリアクトルとする。（請求項３，４）
（図１参照） 更に、前記チョッパ回路の出力側を短絡する短絡スイッ
チと、前記スイッチ素子と短絡スイッチをオンさせ前記
リアクトルに流れる電流が所定の電流に達したとき前記
短絡スイッチをオフさせる起動電流制御手段を備え、立
上がりの速い電流を負荷に供給する。この場合、前記起
動電流制御手段は、負荷に電流の供給を開始するとき、
前記スイッチ素子と短絡スイッチをオンさせて前記直流
電源の全電圧を前記リアクトルに印加し、前記リアクト
ルに流れる電流が前記電流基準に一致した時点で前記短
絡スイッチをオフさせる比較手段を備える。また、前記
起動電流制御手段は、上位制御部から与えられる指令に
基づいて前記スイッチ素子と短絡スイッチをオン・オフ
させる手段を備える。（請求項５，６，７）（図４参
照） 更に、前記短絡スイッチと並列に、コンデンサと、この
コンデンサの放電回路を設ける。この場合、前記放電回
路は放電用抵抗と放電スイッチとの直列回路で構成し、
電流基準の値がゼロ或いはゼロに近い値のとき、前記放
電スイッチを導通させる手段を備え、短絡スイッチをオ
ンさせるときコンデンサの放電電流を抑制する。（請求
項８，９）（図４参照） 更に、前記チョッパ回路と並列に接続された前記チョッ
パ回路と同じ構成のシンマ用チョッパ回路と、前記シン
マ用チョッパ回路のスイッチ素子をオン・オフしてシン
マ電流を独立に制御するシンマ電流制御手段を備え、シ
ンマ電流を独立して制御する。この場合、前記シンマ用
チョッパ回路の出力側に小容量のコンデンサを接続し、
シンマ電流の立ち上がり電流を確保して起動時の動作を
安定化する。（請求項１０，１１）（図６参照） 更に、前記直流電源は直流電圧を可変制御する電圧制御
手段を備え、シンマ電流が流れ始めるように直流電圧を
上昇させ、シンマ電流が流れた後直流電圧を定常電圧に
する。（請求項１２）（図６参照） 更に、前記電流制御手段は、一定の周期で与えられるク
ロックパルスに同期して前記スイッチ素子をオンさせる
と共に、前記チョッパ回路の出力電流検出値が前記電流
基準に到達したとき、前記スイッチ素子をオフさせるＰ
ＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御手段を備え、前記チョッ
パ回路をパルス幅変調制御する。この場合、前記ＰＷＭ
制御手段は、前記クロックパルスの周期に同期して漸増
又は漸減するディザ信号を前記電流基準或いは前記チョ
ッパ回路の出力電流検出値に加算する手段、前記ＰＷＭ
信号の変調率と前記ディザ信号の振幅から補正信号を求
め、この補正信号を前記電流基準に加える手段を備え
る。（請求項１３，１４，１５）（図１参照） 更に、前記電流制御手段は、電流基準と前記チョッパ回
路の出力電流検出値の偏差値の極性に応じてオン・オフ
のＰＷＭ信号を出力する比較器を備え、この比較器に所
定値のヒステリシス特性を持たせて電流基準とチョッパ
回路の出力電流検出値の差が所定値内になるように制御
する。（請求項１６） 更に、前記直流電源は、その直流出力電圧を可変制御す
る電圧制御手段を備え、予め定められた電流基準の電流
立ち上がり特性に基づいて直流出力電圧を設定する。
（請求項１７）（図６参照） 更に、一端が前記直流電源の他端に接続され他端が前記
閃光管等の負荷の他端に接続されたダイオードを備え
る。（請求項１８）（図４参照）
への電力供給装置は、一端が閃光管等の負荷の一端に接
続された直流電源を備え、一端が前記直流電源の他端に
接続され他端が前記負荷の他端に接続されるスイッチ素
子とリアクトルの直列回路と、一端が前記スイッチ素子
とリアクトルの直列接続点に接続され他端が前記負荷の
一端に接続されるダイオードから成るチョッパ回路と、
電流基準と前記チョッパ回路の出力電流検出値とを比較
して前記スイッチ素子をオン・オフ制御し前記チョッパ
回路の出力電流を所望の電流パターンとなるようにパル
ス幅変調制御する電流制御手段を備える。（請求項１）
（図１参照） 更に、前記チョッパ回路を複数個並列に接続してその合
成電流を前記負荷に供給し、前記電流制御手段を複数個
設けて各電流制御手段のパルス幅変調制御の変調周期に
各チョッパ回路の出力電流のリップル成分が相殺するよ
うに位相差を設ける。（請求項２）（図１参照） 更に、少なくとも一部のチョッパ回路に前記負荷となる
閃光管7 をシンマリング（simmering)状態に保つための
一定電流（以下、シンマ電流と呼称）を通電する。この
場合、該チョッパ回路のリアクトルは、前記シンマ電流
の範囲ではインダクタンスが大きく作用し、前記シンマ
電流を越える範囲ではインダクタンスが小さく作用する
飽和特性を有するリアクトルとする。（請求項３，４）
（図１参照） 更に、前記チョッパ回路の出力側を短絡する短絡スイッ
チと、前記スイッチ素子と短絡スイッチをオンさせ前記
リアクトルに流れる電流が所定の電流に達したとき前記
短絡スイッチをオフさせる起動電流制御手段を備え、立
上がりの速い電流を負荷に供給する。この場合、前記起
動電流制御手段は、負荷に電流の供給を開始するとき、
前記スイッチ素子と短絡スイッチをオンさせて前記直流
電源の全電圧を前記リアクトルに印加し、前記リアクト
ルに流れる電流が前記電流基準に一致した時点で前記短
絡スイッチをオフさせる比較手段を備える。また、前記
起動電流制御手段は、上位制御部から与えられる指令に
基づいて前記スイッチ素子と短絡スイッチをオン・オフ
させる手段を備える。（請求項５，６，７）（図４参
照） 更に、前記短絡スイッチと並列に、コンデンサと、この
コンデンサの放電回路を設ける。この場合、前記放電回
路は放電用抵抗と放電スイッチとの直列回路で構成し、
電流基準の値がゼロ或いはゼロに近い値のとき、前記放
電スイッチを導通させる手段を備え、短絡スイッチをオ
ンさせるときコンデンサの放電電流を抑制する。（請求
項８，９）（図４参照） 更に、前記チョッパ回路と並列に接続された前記チョッ
パ回路と同じ構成のシンマ用チョッパ回路と、前記シン
マ用チョッパ回路のスイッチ素子をオン・オフしてシン
マ電流を独立に制御するシンマ電流制御手段を備え、シ
ンマ電流を独立して制御する。この場合、前記シンマ用
チョッパ回路の出力側に小容量のコンデンサを接続し、
シンマ電流の立ち上がり電流を確保して起動時の動作を
安定化する。（請求項１０，１１）（図６参照） 更に、前記直流電源は直流電圧を可変制御する電圧制御
手段を備え、シンマ電流が流れ始めるように直流電圧を
上昇させ、シンマ電流が流れた後直流電圧を定常電圧に
する。（請求項１２）（図６参照） 更に、前記電流制御手段は、一定の周期で与えられるク
ロックパルスに同期して前記スイッチ素子をオンさせる
と共に、前記チョッパ回路の出力電流検出値が前記電流
基準に到達したとき、前記スイッチ素子をオフさせるＰ
ＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御手段を備え、前記チョッ
パ回路をパルス幅変調制御する。この場合、前記ＰＷＭ
制御手段は、前記クロックパルスの周期に同期して漸増
又は漸減するディザ信号を前記電流基準或いは前記チョ
ッパ回路の出力電流検出値に加算する手段、前記ＰＷＭ
信号の変調率と前記ディザ信号の振幅から補正信号を求
め、この補正信号を前記電流基準に加える手段を備え
る。（請求項１３，１４，１５）（図１参照） 更に、前記電流制御手段は、電流基準と前記チョッパ回
路の出力電流検出値の偏差値の極性に応じてオン・オフ
のＰＷＭ信号を出力する比較器を備え、この比較器に所
定値のヒステリシス特性を持たせて電流基準とチョッパ
回路の出力電流検出値の差が所定値内になるように制御
する。（請求項１６） 更に、前記直流電源は、その直流出力電圧を可変制御す
る電圧制御手段を備え、予め定められた電流基準の電流
立ち上がり特性に基づいて直流出力電圧を設定する。
（請求項１７）（図６参照） 更に、一端が前記直流電源の他端に接続され他端が前記
閃光管等の負荷の他端に接続されたダイオードを備え
る。（請求項１８）（図４参照）
【０００７】
【作用】本発明の閃光管等の負荷への電力供給装置は、
チョッパ回路の出力電流がそのまま閃光管等の負荷に供
給され、電流制御手段が電流基準の電流パターンとチョ
ッパ出力電流が一致するよう電流制御するので直流電源
の電圧変動や閃光管の特性変化などの影響を殆ど受けな
い希望する電流パターンを閃光管等の負荷へ供給するこ
とができる。（請求項１） 更に、複数個のチョッパ回路からパルス幅変調制御の変
調周期の位相差により、各出力電流のリップル成分が互
いに打ち消し合うように制御される。（請求項２） 更に、一部のチョッパ回路から閃光管をシンマリング
（simmering)状態に保つためのシンマ電流を流すように
制御する。この場合、シンマ電流以下の範囲ではリアク
トルのインダクタンスが大きく作用して電流リップルを
小さくし、シンマ電流を越える主電流の範囲ではリアク
トルのインダクタンスが小さく作用して変化の速い電流
制御を行う。（請求項３，４） 更に、負荷に電流を供給するとき、スイッチ素子と短絡
スイッチをオンさせてリアクトルに直流電圧を印加し、
所定電流に立ち上がったときに短絡スイッチをオフにし
てリアクトルの放電電流を出力し、立上がりの速い波形
の電流を負荷に出力する。この場合、リアクトルに流れ
る電流が、電流基準と一致したときに短絡スイッチがオ
フになり、電流基準の電流の立上がりに応じた電流が負
荷に供給される。また、前記上位制御部は、負荷に電流
を供給するとき、電流基準の電流立上がり特性に応じて
定められる直流電圧と前記リアクトルのインダクタンス
の値から該電流基準の電流立上がりに応じた短絡時間の
指令を与え、電流基準の電流の立上がりに応じた電流が
負荷に供給される。（請求項５，６，７） 更に、短絡スイッチのオフ時の過電圧がコンデンサで吸
収され、短絡スイッチのオン時のコンデンサの放電電流
を制限される。また、スイッチ素子と短絡スイッチがオ
フしている期間中にコンデンサの充電電荷が放電され、
短絡スイッチのオン時のコンデンサの放電電流が制限さ
れる。（請求項８，９） 更に、シンマ電流が独立して制御され高速高精度に制御
される。この場合、シンマ電流の通電を開始するとき、
閃光管の起動電流を小容量のコンデンサからも供給し起
動を安定化する。（請求項１０，１１） 更に、シンマ電流の通電を開始するとき、直流電源の電
圧を上昇させ閃光管の起動を容易にし、定常時は直流電
圧を下げて電流リップルを減少させ、また、スイッチン
グ損失の減少を図る。（請求項１２） 更に、前記電流制御手段から出力されるＰＷＭ信号によ
り、一定の変調周期で前記スイッチ素子がパルス幅変調
制御され、電流基準に応じてチョッパ回路の出力電流が
瞬時値制御される。（請求項１３） 更に、電流基準がほぼ一定の場合でもディザ信号の緩や
かな変化により前記スイッチ素子のオフ時点が安定して
検出され、安定したパルス幅変調制御が行われる。この
場合、前記補正信号により電流基準が補正され、ディザ
信号を加えることにより生じる電流誤差が補償され、安
定したＰＷＭ制御を行うと共に精度の良い電流制御が行
われる。（請求項１４，１５） 更に、前記電流制御手段は、前記比較器から出力される
変調周期が可変のＰＷＭ信号により前記スイッチ素子が
パルス幅変調制御され電流瞬時値制御が行われる。（請
求項１６） 更に、負荷に電流を供給するとき、予め、電流基準の電
流立上がりが急速なときは直流電源の電圧が高く設定さ
れ、電流基準の電流立上がりが緩やかなときは直流電源
の電圧が低く設定される。（請求項１７） 更に、閃光管等の負荷の電流が遮断された時、リアクト
ルの放電電流をダイオードを介して直流電源側へ還流さ
せ、リアクトルの誘起電圧を直流電圧にクランプして閃
光管に過大な電圧が加わらないようにすると共に、リア
クトルの蓄積エネルギーを直流電源側へ回生する。（請
求項１８）
チョッパ回路の出力電流がそのまま閃光管等の負荷に供
給され、電流制御手段が電流基準の電流パターンとチョ
ッパ出力電流が一致するよう電流制御するので直流電源
の電圧変動や閃光管の特性変化などの影響を殆ど受けな
い希望する電流パターンを閃光管等の負荷へ供給するこ
とができる。（請求項１） 更に、複数個のチョッパ回路からパルス幅変調制御の変
調周期の位相差により、各出力電流のリップル成分が互
いに打ち消し合うように制御される。（請求項２） 更に、一部のチョッパ回路から閃光管をシンマリング
（simmering)状態に保つためのシンマ電流を流すように
制御する。この場合、シンマ電流以下の範囲ではリアク
トルのインダクタンスが大きく作用して電流リップルを
小さくし、シンマ電流を越える主電流の範囲ではリアク
トルのインダクタンスが小さく作用して変化の速い電流
制御を行う。（請求項３，４） 更に、負荷に電流を供給するとき、スイッチ素子と短絡
スイッチをオンさせてリアクトルに直流電圧を印加し、
所定電流に立ち上がったときに短絡スイッチをオフにし
てリアクトルの放電電流を出力し、立上がりの速い波形
の電流を負荷に出力する。この場合、リアクトルに流れ
る電流が、電流基準と一致したときに短絡スイッチがオ
フになり、電流基準の電流の立上がりに応じた電流が負
荷に供給される。また、前記上位制御部は、負荷に電流
を供給するとき、電流基準の電流立上がり特性に応じて
定められる直流電圧と前記リアクトルのインダクタンス
の値から該電流基準の電流立上がりに応じた短絡時間の
指令を与え、電流基準の電流の立上がりに応じた電流が
負荷に供給される。（請求項５，６，７） 更に、短絡スイッチのオフ時の過電圧がコンデンサで吸
収され、短絡スイッチのオン時のコンデンサの放電電流
を制限される。また、スイッチ素子と短絡スイッチがオ
フしている期間中にコンデンサの充電電荷が放電され、
短絡スイッチのオン時のコンデンサの放電電流が制限さ
れる。（請求項８，９） 更に、シンマ電流が独立して制御され高速高精度に制御
される。この場合、シンマ電流の通電を開始するとき、
閃光管の起動電流を小容量のコンデンサからも供給し起
動を安定化する。（請求項１０，１１） 更に、シンマ電流の通電を開始するとき、直流電源の電
圧を上昇させ閃光管の起動を容易にし、定常時は直流電
圧を下げて電流リップルを減少させ、また、スイッチン
グ損失の減少を図る。（請求項１２） 更に、前記電流制御手段から出力されるＰＷＭ信号によ
り、一定の変調周期で前記スイッチ素子がパルス幅変調
制御され、電流基準に応じてチョッパ回路の出力電流が
瞬時値制御される。（請求項１３） 更に、電流基準がほぼ一定の場合でもディザ信号の緩や
かな変化により前記スイッチ素子のオフ時点が安定して
検出され、安定したパルス幅変調制御が行われる。この
場合、前記補正信号により電流基準が補正され、ディザ
信号を加えることにより生じる電流誤差が補償され、安
定したＰＷＭ制御を行うと共に精度の良い電流制御が行
われる。（請求項１４，１５） 更に、前記電流制御手段は、前記比較器から出力される
変調周期が可変のＰＷＭ信号により前記スイッチ素子が
パルス幅変調制御され電流瞬時値制御が行われる。（請
求項１６） 更に、負荷に電流を供給するとき、予め、電流基準の電
流立上がりが急速なときは直流電源の電圧が高く設定さ
れ、電流基準の電流立上がりが緩やかなときは直流電源
の電圧が低く設定される。（請求項１７） 更に、閃光管等の負荷の電流が遮断された時、リアクト
ルの放電電流をダイオードを介して直流電源側へ還流さ
せ、リアクトルの誘起電圧を直流電圧にクランプして閃
光管に過大な電圧が加わらないようにすると共に、リア
クトルの蓄積エネルギーを直流電源側へ回生する。（請
求項１８）
【０００８】
【実施例】本発明の請求項１〜４，１２〜１７に対応す
る実施例を図１に示す。図１において、22は交流電源20
から交流リアクトル21を介して入力される交流電圧を直
流電圧に変換するダイオードブリッジ、23はダイオード
ブリッジ22の直流出力側をオン・オフして短絡するスイ
ッチ素子(IGBT)、24はダイオード、26はコンデンサで、
これらにより昇圧チョッパ回路が構成される。スイッチ
素子23がオンしたときに交流リアクトル21にエネルギー
が蓄積され、スイッチ素子23がオフしたときに交流リア
クトル21に蓄積されたエネルギーが放電電流としてダイ
オード24を介してコンデンサ26に流れ、コンデンサ26の
充電電圧が所望の値に制御される。
る実施例を図１に示す。図１において、22は交流電源20
から交流リアクトル21を介して入力される交流電圧を直
流電圧に変換するダイオードブリッジ、23はダイオード
ブリッジ22の直流出力側をオン・オフして短絡するスイ
ッチ素子(IGBT)、24はダイオード、26はコンデンサで、
これらにより昇圧チョッパ回路が構成される。スイッチ
素子23がオンしたときに交流リアクトル21にエネルギー
が蓄積され、スイッチ素子23がオフしたときに交流リア
クトル21に蓄積されたエネルギーが放電電流としてダイ
オード24を介してコンデンサ26に流れ、コンデンサ26の
充電電圧が所望の値に制御される。
【０００９】2A,2B は電流制御を行うためのスイッチ素
子(IGBT)、3A,3B は直流電流を平滑するためのリアクト
ル、4A,4B はダイオードであり、これらにより電流制御
形のチョッパ回路がそれぞれ構成され、並列接続され
る。各スイッチ素子2A,2B がオンすると、コンデンサ26
の充電電圧がリアクトル3A,3B を介して閃光管7 に印加
され閃光管7 に電流が供給される。また、各スイッチ素
子2A,2B がオフすると、リアクトル3A,3B の放電電流が
ダイオード4A,4B を介して還流し、閃光管7 には平滑さ
れた直流電流が供給される。
子(IGBT)、3A,3B は直流電流を平滑するためのリアクト
ル、4A,4B はダイオードであり、これらにより電流制御
形のチョッパ回路がそれぞれ構成され、並列接続され
る。各スイッチ素子2A,2B がオンすると、コンデンサ26
の充電電圧がリアクトル3A,3B を介して閃光管7 に印加
され閃光管7 に電流が供給される。また、各スイッチ素
子2A,2B がオフすると、リアクトル3A,3B の放電電流が
ダイオード4A,4B を介して還流し、閃光管7 には平滑さ
れた直流電流が供給される。
【００１０】28は閃光管7 をシンマリング（simmering)
状態に保つためのシンマ電流を供給するシンマ電流回
路、10は閃光管7 の放電を開始させるトリガー回路で、
コンデンサ26の充電電圧を電源として閃光管7 にシンマ
電流を供給する。
状態に保つためのシンマ電流を供給するシンマ電流回
路、10は閃光管7 の放電を開始させるトリガー回路で、
コンデンサ26の充電電圧を電源として閃光管7 にシンマ
電流を供給する。
【００１１】31は電圧制御部で、電圧基準発生部30から
与えられる電圧基準Ｖd*と電圧検出器27を介して検出さ
れるコンデンサ26の充電電圧Ｖd とを比較し、その電圧
偏差を減少させるように電圧制御信号を出力する。32は
乗算器で、電圧制御信号と電圧検出器40を介して検出さ
れる交流電圧（全波整流波形）とを乗算して電流基準Ｉ
d*を出力する。33は電流制御部で、電流基準Ｉd*と電流
検出器25を介して検出されるダイオードブリッジ22の出
力電流Ｉd とを比較して電流制御信号を出力し、ＰＷＭ
回路34でパルス幅変調されたＰＷＭ信号に変換し、スイ
ッチ素子23をオン・オフ制御する。これにより、交流電
源20から流入する電流を正弦波に近付けて高力率（ほぼ
力率１）に制御すると同時にコンデンサ26の電圧を電圧
基準Ｖd*に一致するように制御する。
与えられる電圧基準Ｖd*と電圧検出器27を介して検出さ
れるコンデンサ26の充電電圧Ｖd とを比較し、その電圧
偏差を減少させるように電圧制御信号を出力する。32は
乗算器で、電圧制御信号と電圧検出器40を介して検出さ
れる交流電圧（全波整流波形）とを乗算して電流基準Ｉ
d*を出力する。33は電流制御部で、電流基準Ｉd*と電流
検出器25を介して検出されるダイオードブリッジ22の出
力電流Ｉd とを比較して電流制御信号を出力し、ＰＷＭ
回路34でパルス幅変調されたＰＷＭ信号に変換し、スイ
ッチ素子23をオン・オフ制御する。これにより、交流電
源20から流入する電流を正弦波に近付けて高力率（ほぼ
力率１）に制御すると同時にコンデンサ26の電圧を電圧
基準Ｖd*に一致するように制御する。
【００１２】35は電流基準発生部で、起動信号SAが入力
されると予め設定された所定の電流パターンの電流基準
Ｉ* を出力する。36A,36B は比較器で、電流基準Ｉ* と
電流検出器29A,29B で検出されるチョッパ回路の出力電
流Ｉ1 、Ｉ2 とをそれぞれ比較してリセット信号を出力
する。39A,39B はフリップフロップ回路で、発振回路37
から出力される一定周波数のクロックパルスRA,RB によ
りセットされ比較器36A,36B から出力されるリセット信
号によりリセットされ、パルス幅変調されたＰＷＭ信号
を出力し、駆動回路15A,15B を介してスイッチ素子2A,2
B をそれぞれオン・オフ制御する。38A,38B はディザ回
路で、クロックパルスRAに同期した鋸歯状波のディザ信
号DA,DB を出力し、それぞれ比較器36A,36B に入力す
る。
されると予め設定された所定の電流パターンの電流基準
Ｉ* を出力する。36A,36B は比較器で、電流基準Ｉ* と
電流検出器29A,29B で検出されるチョッパ回路の出力電
流Ｉ1 、Ｉ2 とをそれぞれ比較してリセット信号を出力
する。39A,39B はフリップフロップ回路で、発振回路37
から出力される一定周波数のクロックパルスRA,RB によ
りセットされ比較器36A,36B から出力されるリセット信
号によりリセットされ、パルス幅変調されたＰＷＭ信号
を出力し、駆動回路15A,15B を介してスイッチ素子2A,2
B をそれぞれオン・オフ制御する。38A,38B はディザ回
路で、クロックパルスRAに同期した鋸歯状波のディザ信
号DA,DB を出力し、それぞれ比較器36A,36B に入力す
る。
【００１３】上記構成において、閃光管 7には２組の電
流制御形チョッパ回路から出力される電流Ｉ1 、Ｉ2 が
加算された電流が供給され、リップルの少ない電流を供
給することができる。即ち、時刻ｔ1 において起動信号
が入力されると、図２(a) に示すように、電流基準発生
部35から所定のパターンの電流基準Ｉ* が出力され、同
時に駆動回路15A,15B が動作状態となる。そして、発振
回路37から出力されるクロックパルスRA,RB によりフリ
ップフロップ回路39A,39B がセットされると、オンのＰ
ＷＭ信号が出力され、それぞれスイッチ素子2A,2B が導
通状態となりリアクトル3A,3B を介して電流Ｉ1 、Ｉ2
が増加し、閃光管 7にはその合成電流Ｉ1 ＋Ｉ2 が供給
される。また、電流Ｉ1 、Ｉ2 が増加して電流基準Ｉ*
を越えると比較器36A,36B からリセット信号が出力され
フリップフロップ回路39A,39B はリセットされてオフの
ＰＷＭ信号を出力し、それぞれスイッチ素子2A,2B を非
導通状態とする。スイッチ素子2A,2B が非導通状態にな
ると、リアクトル3A,3B の電流Ｉ1 、Ｉ2 は閃光管 7と
ダイオード4A,4B を介して還流し次第に減衰する。この
動作がクロックパルスの周期毎に高速に行われ、閃光管
7には電流基準Ｉ*のパターンに対応した平滑されたリ
ップルの少ない直流電流Ｉ1 ＋Ｉ2 が供給される。（請
求項１，１３） また、発振回路37から出力されるクロックパルスRA,RB
に位相差を持たせてフリップフロップ回路39A,39B を交
互にセットするように動作させることにより、更にリッ
プルの少ない電流を閃光管 7に供給することができる。
図２(b) はクロックパルスRA,RB にほぼ１８０°の位相
差を持たせた場合の一部の期間を詳細に示したもので、
電流Ｉ1 のリップル成分ΔＩ1 が増加する期間に電流Ｉ
2 のリップル成分ΔＩ2 が減少し、ΔＩ1 が減少してい
る期間にΔＩ2 は増加する。従って、ΔＩ1 とΔＩ2 は
互いに打消しあってリップル成分の少ない電流となる。
コンデンサ26の電圧を負荷7 の端子電圧の２倍に選ぶ
と、スイッチ素子2A,2B のオンとオフの期間が等しい
（変調率＝０．５の）場合、互いの電流の増加方向と減
少方向の電流変化率がほぼ等しくなり互いに相殺し合っ
て、殆どリップルの無い理想的な電流波形となる。（請
求項２） 電流基準Ｉ* の変化率が小さい状態では、図３(a) に示
すように、電流基準Ｉ* とチョッパ回路の出力電流Ｉ1
、Ｉ2 との偏差が小さくなりゼロに近い状態になるの
で、比較器36A,36B はノイズ等でリセット時点が影響を
受け、ΔＩ1 とΔＩ2 の電流波形にバラツキが発生する
場合がある。このような場合、前述した相殺作用が失わ
れ、電流のリップル成分が増加する。ディザ回路38A,38
B は、このような場合でも比較器36A,36B に安定したリ
セット動作を行わせるために設けている。即ち、ディザ
回路38A,38B から出力されるディザ信号DA,DB は、図３
(a)に示すように、クロックパルスRA,RB の周期に同期
して漸減する鋸歯状波の信号であり、その大きさ（振
幅）は電流基準Ｉ* の最大値に比べて僅かな値のもので
ある。図３(a) はクロックパルスRA,RB に１８０°の位
相差を持たせた場合を示している。このディザ信号DA,D
B が比較器36A,36B の入力に加算され、電流基準Ｉ* と
チョッパ回路の出力電流との偏差が小さい場合でも安定
したリセット動作が行われる。なお、ディザ信号を漸増
する鋸歯状波の信号として入力から減じるように加えて
も同様の効果を得ることができる。（請求項１４） ディザ信号を加えることはパルス幅変調制御を安定化す
るには有利であるが、ディザ信号に直流成分が含まれる
と、電流基準とチョッパ回路の出力電流との間に偏差を
生じさせるので、精度の高い電流制御が要求されるとき
にはこの誤差を補正する必要がある。
流制御形チョッパ回路から出力される電流Ｉ1 、Ｉ2 が
加算された電流が供給され、リップルの少ない電流を供
給することができる。即ち、時刻ｔ1 において起動信号
が入力されると、図２(a) に示すように、電流基準発生
部35から所定のパターンの電流基準Ｉ* が出力され、同
時に駆動回路15A,15B が動作状態となる。そして、発振
回路37から出力されるクロックパルスRA,RB によりフリ
ップフロップ回路39A,39B がセットされると、オンのＰ
ＷＭ信号が出力され、それぞれスイッチ素子2A,2B が導
通状態となりリアクトル3A,3B を介して電流Ｉ1 、Ｉ2
が増加し、閃光管 7にはその合成電流Ｉ1 ＋Ｉ2 が供給
される。また、電流Ｉ1 、Ｉ2 が増加して電流基準Ｉ*
を越えると比較器36A,36B からリセット信号が出力され
フリップフロップ回路39A,39B はリセットされてオフの
ＰＷＭ信号を出力し、それぞれスイッチ素子2A,2B を非
導通状態とする。スイッチ素子2A,2B が非導通状態にな
ると、リアクトル3A,3B の電流Ｉ1 、Ｉ2 は閃光管 7と
ダイオード4A,4B を介して還流し次第に減衰する。この
動作がクロックパルスの周期毎に高速に行われ、閃光管
7には電流基準Ｉ*のパターンに対応した平滑されたリ
ップルの少ない直流電流Ｉ1 ＋Ｉ2 が供給される。（請
求項１，１３） また、発振回路37から出力されるクロックパルスRA,RB
に位相差を持たせてフリップフロップ回路39A,39B を交
互にセットするように動作させることにより、更にリッ
プルの少ない電流を閃光管 7に供給することができる。
図２(b) はクロックパルスRA,RB にほぼ１８０°の位相
差を持たせた場合の一部の期間を詳細に示したもので、
電流Ｉ1 のリップル成分ΔＩ1 が増加する期間に電流Ｉ
2 のリップル成分ΔＩ2 が減少し、ΔＩ1 が減少してい
る期間にΔＩ2 は増加する。従って、ΔＩ1 とΔＩ2 は
互いに打消しあってリップル成分の少ない電流となる。
コンデンサ26の電圧を負荷7 の端子電圧の２倍に選ぶ
と、スイッチ素子2A,2B のオンとオフの期間が等しい
（変調率＝０．５の）場合、互いの電流の増加方向と減
少方向の電流変化率がほぼ等しくなり互いに相殺し合っ
て、殆どリップルの無い理想的な電流波形となる。（請
求項２） 電流基準Ｉ* の変化率が小さい状態では、図３(a) に示
すように、電流基準Ｉ* とチョッパ回路の出力電流Ｉ1
、Ｉ2 との偏差が小さくなりゼロに近い状態になるの
で、比較器36A,36B はノイズ等でリセット時点が影響を
受け、ΔＩ1 とΔＩ2 の電流波形にバラツキが発生する
場合がある。このような場合、前述した相殺作用が失わ
れ、電流のリップル成分が増加する。ディザ回路38A,38
B は、このような場合でも比較器36A,36B に安定したリ
セット動作を行わせるために設けている。即ち、ディザ
回路38A,38B から出力されるディザ信号DA,DB は、図３
(a)に示すように、クロックパルスRA,RB の周期に同期
して漸減する鋸歯状波の信号であり、その大きさ（振
幅）は電流基準Ｉ* の最大値に比べて僅かな値のもので
ある。図３(a) はクロックパルスRA,RB に１８０°の位
相差を持たせた場合を示している。このディザ信号DA,D
B が比較器36A,36B の入力に加算され、電流基準Ｉ* と
チョッパ回路の出力電流との偏差が小さい場合でも安定
したリセット動作が行われる。なお、ディザ信号を漸増
する鋸歯状波の信号として入力から減じるように加えて
も同様の効果を得ることができる。（請求項１４） ディザ信号を加えることはパルス幅変調制御を安定化す
るには有利であるが、ディザ信号に直流成分が含まれる
と、電流基準とチョッパ回路の出力電流との間に偏差を
生じさせるので、精度の高い電流制御が要求されるとき
にはこの誤差を補正する必要がある。
【００１４】図３(b) は、漸増する鋸歯状波のディザ信
号DA1 をチョッパ回路の出力電流Ｉ1 に加えた場合に生
じる電流基準Ｉ* とチョッパ回路の出力電流Ｉ1 との電
流誤差ΔＩ1 を示したもので、この場合、Ｉ* とＩ1 ＋
DA1 が一致した時点でリセット信号が出力され、電流誤
差ΔＩ1 は、パルス幅変調によるスイッチ素子のオン期
間Ｔ1 と変調周期Ｔ2 との比率Ｔ1/Ｔ2 （＝変調率Ｍ）
とディザ信号DA1 の振幅ΔDA1 に比例し、ΔＩ1 ＝Ｍ＊
ΔDA1 として求められる。従って、変調率Ｍとディザ信
号DA1 の振幅ΔDA1 から電流補正値ΔＩ1 を求め電流基
準Ｉ* に加えることにより電流誤差を補償することがで
き、高精度で安定した電流制御を行うことができる。
（請求項１５） 本実施例によれば、高精度で安定した電流制御を行うこ
とができ、電流制御のチョッパ回路に大きな容量のフィ
ルタ用コンデンサを必要とせず、Ｌ、Ｃによる振動が発
生しないので逆流阻止用のダイオードを省略してもシン
マ電流を安定に流すことができ、小形で経済的な電力供
給装置とすることができる。
号DA1 をチョッパ回路の出力電流Ｉ1 に加えた場合に生
じる電流基準Ｉ* とチョッパ回路の出力電流Ｉ1 との電
流誤差ΔＩ1 を示したもので、この場合、Ｉ* とＩ1 ＋
DA1 が一致した時点でリセット信号が出力され、電流誤
差ΔＩ1 は、パルス幅変調によるスイッチ素子のオン期
間Ｔ1 と変調周期Ｔ2 との比率Ｔ1/Ｔ2 （＝変調率Ｍ）
とディザ信号DA1 の振幅ΔDA1 に比例し、ΔＩ1 ＝Ｍ＊
ΔDA1 として求められる。従って、変調率Ｍとディザ信
号DA1 の振幅ΔDA1 から電流補正値ΔＩ1 を求め電流基
準Ｉ* に加えることにより電流誤差を補償することがで
き、高精度で安定した電流制御を行うことができる。
（請求項１５） 本実施例によれば、高精度で安定した電流制御を行うこ
とができ、電流制御のチョッパ回路に大きな容量のフィ
ルタ用コンデンサを必要とせず、Ｌ、Ｃによる振動が発
生しないので逆流阻止用のダイオードを省略してもシン
マ電流を安定に流すことができ、小形で経済的な電力供
給装置とすることができる。
【００１５】また、いずれかのチョッパ回路に常時シン
マ電流基準を加え、その駆動回路を常時動作状態とする
ことによりシンマ電流回路28を省略することができる。
この場合、シンマ電流が主電流に比較してかなり小さい
ので、シンマ電流に対するリップル電流の比率が大きく
なる。シンマ電流のリップルを小さくするため、シンマ
電流を供給するチョッパ回路のリアクトルのインダクタ
ンスがシンマ電流の範囲では大きな値となり、シンマ電
流の範囲を越える主電流の範囲では他のチョッパ回路の
リアクトルのインダクタンスと等しい値となる飽和特性
を有するリアクトルとする。これにより、リップルの少
ないシンマ電流を安定して供給すると共に応答の速い主
電流の制御を行うことができる。（請求項３，４） 本発明の請求項５〜９，１２〜１８に対応する実施例を
図４に示す。
マ電流基準を加え、その駆動回路を常時動作状態とする
ことによりシンマ電流回路28を省略することができる。
この場合、シンマ電流が主電流に比較してかなり小さい
ので、シンマ電流に対するリップル電流の比率が大きく
なる。シンマ電流のリップルを小さくするため、シンマ
電流を供給するチョッパ回路のリアクトルのインダクタ
ンスがシンマ電流の範囲では大きな値となり、シンマ電
流の範囲を越える主電流の範囲では他のチョッパ回路の
リアクトルのインダクタンスと等しい値となる飽和特性
を有するリアクトルとする。これにより、リップルの少
ないシンマ電流を安定して供給すると共に応答の速い主
電流の制御を行うことができる。（請求項３，４） 本発明の請求項５〜９，１２〜１８に対応する実施例を
図４に示す。
【００１６】図４において、44はチョッパ回路の直流出
力側を短絡する短絡スイッチ、46は短絡スイッチ44がオ
フするときに生じる過電圧を抑制するための小容量のコ
ンデンサ、48はコンデンサ46の電荷を放電するための抵
抗、47は抵抗48に直列接続された放電スイッチ、45はダ
イオード、41は起動電流を制御するための起動回路、42
は電流基準Ｉ* と電流検出器29を介して検出されるチョ
ッパ回路の出力電流Ｉを比較してその偏差を減少させる
ようにスイッチ素子2 をオン・オフ制御して出力電流を
制御する電流制御部、43,49 は短絡スイッチと放電スイ
ッチの駆動回路である。
力側を短絡する短絡スイッチ、46は短絡スイッチ44がオ
フするときに生じる過電圧を抑制するための小容量のコ
ンデンサ、48はコンデンサ46の電荷を放電するための抵
抗、47は抵抗48に直列接続された放電スイッチ、45はダ
イオード、41は起動電流を制御するための起動回路、42
は電流基準Ｉ* と電流検出器29を介して検出されるチョ
ッパ回路の出力電流Ｉを比較してその偏差を減少させる
ようにスイッチ素子2 をオン・オフ制御して出力電流を
制御する電流制御部、43,49 は短絡スイッチと放電スイ
ッチの駆動回路である。
【００１７】上記構成において、時刻ｔ1 で起動信号SA
が入力されると、起動回路41を介して起動信号が電流基
準発生部35へ伝達され、図４(b) に示すように、所定の
パターンの電流基準Ｉ* が出力される。また、起動回路
41は同時に短絡信号BPを出力し駆動回路43を介して短絡
スイッチ44をオンさせる。これによりコンデンサ26の電
圧が全てリアクトル3 に印加され、リアクトル3 に流れ
る電流は時刻ｔ1 から短絡スイッチ44を介してバイパス
電流Ｉb として流れ始め、コンデンサ26の電圧とリアク
トル3 のインダクタンスで決まる電流変化率で急速に増
大する。そして、リアクトル3 に流れる電流が時刻ｔ2
で電流基準Ｉ* に達すると、電流制御部42の内部に備え
られた比較器により短絡解除信号OFが出力されて短絡ス
イッチ44をオフにさせ、リアクトル3 に流れる電流は時
刻ｔ2 からチョッパ回路の出力電流Ｉとして、ダイオー
ド6 を介して閃光管7 に供給される。従って、極めて速
い立上がり波形の電流を閃光管7 に供給することができ
る。（請求項５，６） また、起動信号が入力されないとき或いは電流基準Ｉ*
がゼロかゼロに近い値のとき、放電スイッチ47をオンさ
せて、コンデンサ46の電荷を抵抗48を介して放電させ
る。これにより、短絡スイッチ44がオンしたときにコン
デンサ46の放電電流を抑制することができる。コンデン
サ46は短絡スイッチ44がオフしたとき、過渡的に生じる
過電圧を抑制するスナバー回路として動作すると同時に
出力電流のリップルを抑制するフィルタとして動作す
る。なお、過電圧が許容電圧以下の場合、コンデンサ46
を省略し、スイッチ素子47と抵抗48も不要であるいこと
は説明するまでもない。また、放電電流を阻止するダイ
オードと抵抗を並列接続した回路をコンデンサ46と直列
に接続し、放電スイッチ47を省略することもできる。負
荷がレーザ管のような場合は通電デューティが少ないの
で抵抗48を常時接続しても消費電力に及ぼす影響は殆ど
無視することができる。（請求項８，９） また、短絡スイッチ44をオン・オフさせる信号を上位制
御部から与えるようにして、起動時に上位制御部から電
流パターンに応じた電流立上がりに必要な短絡時間を計
算して指令を与え、短絡スイッチ44をオン・オフさせる
ようにすることもできる。（請求項７） また、何らかの原因により、閃光管7 に流れている電流
が遮断されたとき、リアクトル3 に蓄積されたエネルギ
ーがダイオード6 と45を介してコンデンサ26に回生さ
れ、過電圧の発生を抑制する。このエネルギー回生回路
は、他の実施例の回路にも適用することができる。（請
求項１８） 本発明の請求項１０〜１１に対応する実施例を図５に示
す。
が入力されると、起動回路41を介して起動信号が電流基
準発生部35へ伝達され、図４(b) に示すように、所定の
パターンの電流基準Ｉ* が出力される。また、起動回路
41は同時に短絡信号BPを出力し駆動回路43を介して短絡
スイッチ44をオンさせる。これによりコンデンサ26の電
圧が全てリアクトル3 に印加され、リアクトル3 に流れ
る電流は時刻ｔ1 から短絡スイッチ44を介してバイパス
電流Ｉb として流れ始め、コンデンサ26の電圧とリアク
トル3 のインダクタンスで決まる電流変化率で急速に増
大する。そして、リアクトル3 に流れる電流が時刻ｔ2
で電流基準Ｉ* に達すると、電流制御部42の内部に備え
られた比較器により短絡解除信号OFが出力されて短絡ス
イッチ44をオフにさせ、リアクトル3 に流れる電流は時
刻ｔ2 からチョッパ回路の出力電流Ｉとして、ダイオー
ド6 を介して閃光管7 に供給される。従って、極めて速
い立上がり波形の電流を閃光管7 に供給することができ
る。（請求項５，６） また、起動信号が入力されないとき或いは電流基準Ｉ*
がゼロかゼロに近い値のとき、放電スイッチ47をオンさ
せて、コンデンサ46の電荷を抵抗48を介して放電させ
る。これにより、短絡スイッチ44がオンしたときにコン
デンサ46の放電電流を抑制することができる。コンデン
サ46は短絡スイッチ44がオフしたとき、過渡的に生じる
過電圧を抑制するスナバー回路として動作すると同時に
出力電流のリップルを抑制するフィルタとして動作す
る。なお、過電圧が許容電圧以下の場合、コンデンサ46
を省略し、スイッチ素子47と抵抗48も不要であるいこと
は説明するまでもない。また、放電電流を阻止するダイ
オードと抵抗を並列接続した回路をコンデンサ46と直列
に接続し、放電スイッチ47を省略することもできる。負
荷がレーザ管のような場合は通電デューティが少ないの
で抵抗48を常時接続しても消費電力に及ぼす影響は殆ど
無視することができる。（請求項８，９） また、短絡スイッチ44をオン・オフさせる信号を上位制
御部から与えるようにして、起動時に上位制御部から電
流パターンに応じた電流立上がりに必要な短絡時間を計
算して指令を与え、短絡スイッチ44をオン・オフさせる
ようにすることもできる。（請求項７） また、何らかの原因により、閃光管7 に流れている電流
が遮断されたとき、リアクトル3 に蓄積されたエネルギ
ーがダイオード6 と45を介してコンデンサ26に回生さ
れ、過電圧の発生を抑制する。このエネルギー回生回路
は、他の実施例の回路にも適用することができる。（請
求項１８） 本発明の請求項１０〜１１に対応する実施例を図５に示
す。
【００１８】この実施例は、シンマ電流の通電を開始す
る場合、閃光管7 によっては高い電圧を必要とする場合
があり、このような場合に対処できる構成としたもので
ある。
る場合、閃光管7 によっては高い電圧を必要とする場合
があり、このような場合に対処できる構成としたもので
ある。
【００１９】図５において、シンマ電流回路28は、スイ
ッチ素子281 、ダイオード283 、リアクトル282 から成
るチョッパ回路と、電流検出器284 を介して検出される
シンマ電流を一定に制御する定電流制御回路285 で構成
される。レベル検出器50はシンマ電流が流れたとき、検
出信号SRを出力するものである。電圧基準回路30は指令
に応じて種々の値の電圧基準Ｖd*を出力する。直流電源
回路61は交流電源20から可変電圧の直流電圧を得てコン
デンサ26の電圧Ｖd を制御する。電圧制御部62は基準電
圧Ｖd*と電圧検出器27を介して検出される直流電圧Ｖd
とを比較し、直流電源回路61を制御してＶd をＶd*に一
致させる。
ッチ素子281 、ダイオード283 、リアクトル282 から成
るチョッパ回路と、電流検出器284 を介して検出される
シンマ電流を一定に制御する定電流制御回路285 で構成
される。レベル検出器50はシンマ電流が流れたとき、検
出信号SRを出力するものである。電圧基準回路30は指令
に応じて種々の値の電圧基準Ｖd*を出力する。直流電源
回路61は交流電源20から可変電圧の直流電圧を得てコン
デンサ26の電圧Ｖd を制御する。電圧制御部62は基準電
圧Ｖd*と電圧検出器27を介して検出される直流電圧Ｖd
とを比較し、直流電源回路61を制御してＶd をＶd*に一
致させる。
【００２０】上記構成において、閃光管7 にシンマ電流
の通電を開始するとき、電圧基準回路30は高い値の電圧
基準Ｖd*を出力し、電圧制御部62は直流電源回路61を制
御してコンデンサ26の電圧Ｖd を高い値にする。これに
より、シンマ電流回路28から出力される電流により閃光
管7 に高い電圧が印加され、トリガー回路10の作用によ
り放電が開始され、シンマ電流が流れ始める。シンマ電
流が流れるとレベル検出器50から検出信号SRが出力さ
れ、電圧基準回路30は基準電圧Ｖd*を通常の設定電圧に
する。従って、高い電圧を必要とする閃光管7 の場合で
も、容易にシンマ電流の通電を開始させることができ
る。なお、トリガー回路10を動作させ閃光管7 の放電を
開始させる場合、リアクトル282 の作用により放電初期
の電流の立上がりが制限され安定な起動ができないこと
があるので、ダイオード52を介してコンデンサ51の電圧
を高い電圧に充電し、起動時の放電電流を抵抗53を介し
てコンデンサ51からも供給することにより安定した起動
を行わせることができる。
の通電を開始するとき、電圧基準回路30は高い値の電圧
基準Ｖd*を出力し、電圧制御部62は直流電源回路61を制
御してコンデンサ26の電圧Ｖd を高い値にする。これに
より、シンマ電流回路28から出力される電流により閃光
管7 に高い電圧が印加され、トリガー回路10の作用によ
り放電が開始され、シンマ電流が流れ始める。シンマ電
流が流れるとレベル検出器50から検出信号SRが出力さ
れ、電圧基準回路30は基準電圧Ｖd*を通常の設定電圧に
する。従って、高い電圧を必要とする閃光管7 の場合で
も、容易にシンマ電流の通電を開始させることができ
る。なお、トリガー回路10を動作させ閃光管7 の放電を
開始させる場合、リアクトル282 の作用により放電初期
の電流の立上がりが制限され安定な起動ができないこと
があるので、ダイオード52を介してコンデンサ51の電圧
を高い電圧に充電し、起動時の放電電流を抵抗53を介し
てコンデンサ51からも供給することにより安定した起動
を行わせることができる。
【００２１】なお、この実施例は、複数のチョッパ回路
を備え、いずれか一部のチョッパ回路からシンマ電流を
供給する構成とした場合にも適用することができる。
（請求項１０〜１２） また、電圧基準回路30から出力する基準電圧Ｖd*を電圧
指令Ｖdxにより可変にすることにより、立上がりの速い
パターンの電流基準Ｉ* を与えるときは基準電圧Ｖd*を
高くしてチョッパ回路の出力電流の立上がりの遅れを少
なくし、立上がりの緩やかなパターンの電流基準Ｉ* を
与えるときは基準電圧Ｖd*を低くしてチョッパ回路の出
力電流のリップル成分を少なくすることができる。（請
求項１７）
を備え、いずれか一部のチョッパ回路からシンマ電流を
供給する構成とした場合にも適用することができる。
（請求項１０〜１２） また、電圧基準回路30から出力する基準電圧Ｖd*を電圧
指令Ｖdxにより可変にすることにより、立上がりの速い
パターンの電流基準Ｉ* を与えるときは基準電圧Ｖd*を
高くしてチョッパ回路の出力電流の立上がりの遅れを少
なくし、立上がりの緩やかなパターンの電流基準Ｉ* を
与えるときは基準電圧Ｖd*を低くしてチョッパ回路の出
力電流のリップル成分を少なくすることができる。（請
求項１７）
【００２２】
【発明の効果】本発明によれば、電流制御形のチョッパ
回路を用いて電流を供給するので、電源側の電圧変動の
影響を受けることなく、閃光管等の負荷の特性変化に無
関係に所定のパターンの直流電流を供給することがで
き、また、複数のチョッパ回路のパルス幅変調制御の変
調周期に位相差を設けることにより、リップルの少ない
直流電流を高精度でしかも安定して供給することがで
き、また、電流基準の立上がり特性に応じて、直流電源
の電圧と短絡スイッチのオン時間を制御することができ
るので、電流基準のパターンに応じた立上がりの電流を
供給することができ、また、シンマ電流を安定に保つこ
とができる閃光管等の負荷への電力供給装置を提供する
ことができる。
回路を用いて電流を供給するので、電源側の電圧変動の
影響を受けることなく、閃光管等の負荷の特性変化に無
関係に所定のパターンの直流電流を供給することがで
き、また、複数のチョッパ回路のパルス幅変調制御の変
調周期に位相差を設けることにより、リップルの少ない
直流電流を高精度でしかも安定して供給することがで
き、また、電流基準の立上がり特性に応じて、直流電源
の電圧と短絡スイッチのオン時間を制御することができ
るので、電流基準のパターンに応じた立上がりの電流を
供給することができ、また、シンマ電流を安定に保つこ
とができる閃光管等の負荷への電力供給装置を提供する
ことができる。
【図１】本発明の請求項１〜４，１２〜１７に対応する
実施例の構成図。
実施例の構成図。
【図２】上記実施例の動作を説明するための波形図。
【図３】上記実施例の動作を説明するための波形図。
【図４】本発明の請求項５〜９，１２〜１８に対応する
実施例を示す図で、(a)はその構成図、(b) はその動作
を説明するための波形図。
実施例を示す図で、(a)はその構成図、(b) はその動作
を説明するための波形図。
【図５】本発明の請求項１０〜１１に対応する実施例の
構成図。
構成図。
【図６】従来装置を示す図で、(a) はその構成図、(b)
はその動作を説明するための波形図。
はその動作を説明するための波形図。
2,2A,2B,23 …スイッチ素子(IGBT) 3,3A,3B…リア
クトル 4,4A,4B,6,24,45,52 …ダイオード 7…閃光管 10…トリガー回路 15,15A,15B…駆
動回路 20…交流電源 21…交流リアク
トル 22…ダイオードブリッジ 25,29,29A,29B
…電流検出器 26…コンデンサ 27…電圧検出器 28…シンマ電流回路 30…電圧基準回
路 31…電圧制御部 32…乗算器 33…電流制御部 34…ＰＷＭ回路 35…電流基準回路 36A,36B …比較
器 37…発振回路 38A,38B …ディ
ザ回路 39A,39B …フリップフロップ回路 40…電圧検出器
（全波波形） 41…起動回路 42…電流制御回
路 43,49 …駆動回路 44…短絡スイッ
チ 46,51 …コンデンサ（小容量） 47…放電スイッ
チ 48,53 …抵抗 50…レベル検出
器 61…直流電源回路 62…電圧制御部
クトル 4,4A,4B,6,24,45,52 …ダイオード 7…閃光管 10…トリガー回路 15,15A,15B…駆
動回路 20…交流電源 21…交流リアク
トル 22…ダイオードブリッジ 25,29,29A,29B
…電流検出器 26…コンデンサ 27…電圧検出器 28…シンマ電流回路 30…電圧基準回
路 31…電圧制御部 32…乗算器 33…電流制御部 34…ＰＷＭ回路 35…電流基準回路 36A,36B …比較
器 37…発振回路 38A,38B …ディ
ザ回路 39A,39B …フリップフロップ回路 40…電圧検出器
（全波波形） 41…起動回路 42…電流制御回
路 43,49 …駆動回路 44…短絡スイッ
チ 46,51 …コンデンサ（小容量） 47…放電スイッ
チ 48,53 …抵抗 50…レベル検出
器 61…直流電源回路 62…電圧制御部
Claims (18)
- 【請求項１】一端が閃光管等の負荷の一端に接続された
直流電源を備え、一端が前記直流電源の他端に接続され
他端が前記負荷の他端に接続されるスイッチ素子とリア
クトルの直列回路と、一端が前記スイッチ素子とリアク
トルの直列接続点に接続され他端が前記負荷の一端に接
続されるダイオードから成るチョッパ回路と、電流基準
と前記チョッパ回路の出力電流検出値とを比較して前記
スイッチ素子をオン・オフ制御し、前記チョッパ回路の
出力電流を所望の電流パターンとなるようにパルス幅変
調制御する電流制御手段とを備えたことを特徴とする電
力供給装置。 - 【請求項２】請求項１に記載の電力供給装置において、
前記チョッパ回路を複数個並列に接続してその合成電流
を前記負荷に供給し、前記電流制御手段を複数個設けて
各電流制御手段のパルス幅変調制御の変調周期の間に、
各チョッパ回路の出力電流のリップル成分が互いに相殺
するように位相差を設け、リップルの少ない電流を負荷
に供給することを特徴とする電力供給装置。 - 【請求項３】請求項２に記載の電力供給装置において、
少なくとも一部のチョッパ回路に前記負荷をシンマリン
グ状態に保つシンマ電流を通電することを特徴とする電
力供給装置。 - 【請求項４】請求項３に記載の電力供給装置において、
前記シンマ電流を通電するチョッパ回路のリアクトル
は、前記シンマ電流の範囲ではインダクタンスが大きく
作用し、前記シンマ電流を越える範囲ではインダクタン
スが小さく作用する飽和特性を有するリアクトルとする
ことを特徴とする電力供給装置。 - 【請求項５】請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の
電力供給装置において、前記チョッパ回路の出力側を短
絡する短絡スイッチと、前記スイッチ素子と短絡スイッ
チをオンさせ前記リアクトルに流れる電流が所定の電流
に達したとき前記短絡スイッチをオフさせる起動電流制
御手段を備え、立上がりの速い電流を負荷に供給するこ
とを特徴とする電力供給装置。 - 【請求項６】請求項５に記載の電力供給装置において、
前記起動電流制御手段は、負荷に電流の供給を開始する
とき、前記スイッチ素子と短絡スイッチをオンさせて前
記直流電源の全電圧を前記リアクトルに印加し、前記リ
アクトルに流れる電流が前記電流基準に一致した時点で
前記短絡スイッチをオフさせる比較手段を備え、電流基
準の電流の立上がりに応じた電流を負荷に供給すること
を特徴とする電力供給装置。 - 【請求項７】請求項５に記載の電力供給装置において、
前記起動電流制御手段は、上位制御部から与えられる指
令に基づいて前記スイッチ素子と短絡スイッチをオン・
オフさせる手段を備え、前記上位制御部から電流パター
ンの電流立上がりに応じた短絡時間を計算して前記指令
を与えることを特徴とする電力供給装置。 - 【請求項８】請求項５乃至請求項７のいずれかに記載の
電力供給装置において、前記短絡スイッチと並列に、コ
ンデンサと、このコンデンサの放電回路を設けたことを
特徴とする電力供給装置。 - 【請求項９】請求項８に記載の電力供給装置において、
前記放電回路は放電用抵抗と放電スイッチとの直列回路
で構成し、電流基準の値がゼロ或いはゼロに近い値のと
き、前記放電スイッチを導通させる手段を備え、短絡ス
イッチをオンさせるときコンデンサの放電電流を抑制す
ることを特徴とする電力供給装置。 - 【請求項１０】請求項１に記載の電力供給装置におい
て、前記チョッパ回路と並列に接続されたシンマ用チョ
ッパ回路と、前記シンマ用チョッパ回路のスイッチ素子
をオン・オフしてシンマ電流を独立に制御するシンマ電
流制御手段とを備え、シンマ電流を独立して制御するこ
とを特徴とする電力供給装置。 - 【請求項１１】請求項１０に記載の電力供給装置におい
て、前記シンマ用チョッパ回路の出力側に小容量のコン
デンサを接続し、シンマ電流の立ち上がり電流を確保し
て起動時の動作を安定化することを特徴とする電力供給
装置。 - 【請求項１２】請求項１乃至請求項１１のいずれかに記
載の電力供給装置において、前記直流電源は直流電圧を
可変制御する電圧制御手段を備え、シンマ電流が流れ始
めるように直流電圧を上昇させ、シンマ電流が流れた後
直流電圧を定常電圧にすることを特徴とする電力供給装
置。 - 【請求項１３】請求項１乃至請求項１２のいずれかに記
載の電力供給装置において、前記電流制御手段は、一定
の周期で与えられるクロックパルスに同期して前記スイ
ッチ素子をオンさせると共に、前記クロックパルスの一
周期内に前記チョッパ回路の出力電流検出値が前記電流
基準に到達したとき、前記スイッチ素子をオフさせるＰ
ＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御手段を備え、前記チョッ
パ回路をパルス幅変調制御することを特徴とする電力供
給装置。 - 【請求項１４】請求項１３に記載の電力供給装置におい
て、前記ＰＷＭ制御手段は、前記クロックパルスの周期
に同期して漸増又は漸減するディザ信号を前記電流基準
或いは前記チョッパ回路の出力電流検出値に加算する手
段を備え、電流基準の値がほぼ一定のとき、安定したＰ
ＷＭ信号を出力して安定した電流制御を行うことを特徴
とする電力供給装置。 - 【請求項１５】請求項１４に記載の電力供給装置におい
て、前記ＰＷＭ制御手段は、前記ＰＷＭ信号の変調率と
前記ディザ信号の振幅から補正信号を求めて前記電流基
準に加える手段を備え、ディザ信号による電流誤差を補
償することを特徴とする電力供給装置。 - 【請求項１６】請求項１乃至請求項１２のいずれかに記
載の電力供給装置において、前記電流制御手段は、電流
基準と前記チョッパ回路の出力電流検出値の偏差値の極
性に応じてオン・オフのＰＷＭ信号を出力する比較器を
備え、この比較器に所定値のヒステリシス特性を持たせ
て電流基準とチョッパ回路の出力電流検出値の差が所定
値内になるように制御することを特徴とする電力供給装
置。 - 【請求項１７】請求項１乃至請求項１６のいずれかに記
載の電力供給装置において、前記直流電源はその直流出
力電圧を可変制御する電圧制御手段を備え、予め定めら
れた電流基準の電流の立ち上がり特性に基づいて直流出
力電圧を設定することを特徴とする電力供給装置。 - 【請求項１８】請求項１７に記載の電力供給装置におい
て、一端が前記直流電源の他端に接続され他端が前記閃
光管等の負荷の他端に接続されたダイオードを備え、閃
光管等の負荷の電流が遮断された時、リアクトルの放電
電流を前記ダイオードを介して直流電源側へ還流させ、
エネルギーを回生することを特徴とする電力供給装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11543995A JP2958744B2 (ja) | 1995-05-15 | 1995-05-15 | 電力供給装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11543995A JP2958744B2 (ja) | 1995-05-15 | 1995-05-15 | 電力供給装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08317655A true JPH08317655A (ja) | 1996-11-29 |
| JP2958744B2 JP2958744B2 (ja) | 1999-10-06 |
Family
ID=14662594
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11543995A Expired - Lifetime JP2958744B2 (ja) | 1995-05-15 | 1995-05-15 | 電力供給装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2958744B2 (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0942518A3 (en) * | 1998-03-10 | 2000-08-30 | Fidelix Y.K. | A power supply apparatus |
| JP2002171759A (ja) * | 2000-05-10 | 2002-06-14 | Hitachi Medical Corp | Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びこれを用いたｘ線高電圧装置 |
| US6449297B1 (en) | 1999-10-25 | 2002-09-10 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power supply unit for solid-state laser, solid state laser, and laser beam generator |
| JP2003507998A (ja) * | 1999-08-15 | 2003-02-25 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | スイッチングパワーコンバータ |
| JP2008043104A (ja) * | 2006-08-08 | 2008-02-21 | Honda Motor Co Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータの位相制御装置および位相制御用プログラム |
| JP2009232545A (ja) * | 2008-03-21 | 2009-10-08 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 二重チョッパ回路の保護回路 |
| JP2010192543A (ja) * | 2009-02-16 | 2010-09-02 | Toshiba It & Control Systems Corp | レーザ制御装置 |
| JP2021022970A (ja) * | 2019-07-25 | 2021-02-18 | 日新電機株式会社 | スナバ回路 |
-
1995
- 1995-05-15 JP JP11543995A patent/JP2958744B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0942518A3 (en) * | 1998-03-10 | 2000-08-30 | Fidelix Y.K. | A power supply apparatus |
| JP2003507998A (ja) * | 1999-08-15 | 2003-02-25 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | スイッチングパワーコンバータ |
| US6449297B1 (en) | 1999-10-25 | 2002-09-10 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power supply unit for solid-state laser, solid state laser, and laser beam generator |
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| JP2008043104A (ja) * | 2006-08-08 | 2008-02-21 | Honda Motor Co Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータの位相制御装置および位相制御用プログラム |
| JP2009232545A (ja) * | 2008-03-21 | 2009-10-08 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 二重チョッパ回路の保護回路 |
| JP2010192543A (ja) * | 2009-02-16 | 2010-09-02 | Toshiba It & Control Systems Corp | レーザ制御装置 |
| JP2021022970A (ja) * | 2019-07-25 | 2021-02-18 | 日新電機株式会社 | スナバ回路 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2958744B2 (ja) | 1999-10-06 |
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