JPH1051364A - ビタビ等化器 - Google Patents
ビタビ等化器Info
- Publication number
- JPH1051364A JPH1051364A JP8203535A JP20353596A JPH1051364A JP H1051364 A JPH1051364 A JP H1051364A JP 8203535 A JP8203535 A JP 8203535A JP 20353596 A JP20353596 A JP 20353596A JP H1051364 A JPH1051364 A JP H1051364A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- coefficient
- maximum likelihood
- estimator
- likelihood sequence
- propagation path
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Error Detection And Correction (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ディジタル無線受信機において、電波伝搬路
で生じる波形歪みを補償する一方、波形歪みが小さい場
合にも最尤系列推定器の導入による劣化を軽減して、高
い伝送品質を得ることが可能な等化器を得る。 【解決手段】 伝搬路係数推定器の後に係数処理器を設
け、遅延波成分のパワーに応じて処理された係数を用い
て最尤系列推定器を動作させる。従来技術にわずかな処
理を付加することにより、伝搬路で生じる波形歪みの影
響を軽減し、かつ最尤系列推定器導入による劣化が小さ
い、優れた等化方式を実現できる。
で生じる波形歪みを補償する一方、波形歪みが小さい場
合にも最尤系列推定器の導入による劣化を軽減して、高
い伝送品質を得ることが可能な等化器を得る。 【解決手段】 伝搬路係数推定器の後に係数処理器を設
け、遅延波成分のパワーに応じて処理された係数を用い
て最尤系列推定器を動作させる。従来技術にわずかな処
理を付加することにより、伝搬路で生じる波形歪みの影
響を軽減し、かつ最尤系列推定器導入による劣化が小さ
い、優れた等化方式を実現できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル移動無
線に用いる、ビタビ等化器に関する。
線に用いる、ビタビ等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動体ディジタル無線通信による、動画
像伝送などの高速データ通信を実現する際には、周波数
選択性フェーディングの対策が必須となる。周波数選択
性フェーディングは、受信機に到達する電波が、複数の
異なる伝搬経路長を有する成分から構成され、伝搬経路
長差に伴う到達遅延時間差がデータ伝送周期より大きい
時に起きる符号間干渉に起因する現象である。
像伝送などの高速データ通信を実現する際には、周波数
選択性フェーディングの対策が必須となる。周波数選択
性フェーディングは、受信機に到達する電波が、複数の
異なる伝搬経路長を有する成分から構成され、伝搬経路
長差に伴う到達遅延時間差がデータ伝送周期より大きい
時に起きる符号間干渉に起因する現象である。
【０００３】符号間干渉が起きた場合、受信信号から伝
送データをそのまま復号しようとしても、ある時刻の受
信信号は近接する伝送データが畳み込まれたものである
ため、通信品質を評価する指標となるビット誤り率が大
幅に劣化する。この符号間干渉の影響を取り除いて、伝
送データを正しく復号するためには波形等化が必要とな
り、近年さまざまな方式が提案されている。この中で、
ビタビアルゴリズムを適用した最尤系列推定法は等化能
力が高く、移動体高速データ伝送用の等化手法として有
力視されている。
送データをそのまま復号しようとしても、ある時刻の受
信信号は近接する伝送データが畳み込まれたものである
ため、通信品質を評価する指標となるビット誤り率が大
幅に劣化する。この符号間干渉の影響を取り除いて、伝
送データを正しく復号するためには波形等化が必要とな
り、近年さまざまな方式が提案されている。この中で、
ビタビアルゴリズムを適用した最尤系列推定法は等化能
力が高く、移動体高速データ伝送用の等化手法として有
力視されている。
【０００４】図４に最尤系列推定法の基本的な構成を示
す。同図中、１１は同期検波器、１２は伝搬路係数推定
部、１３は整合フィルタ、１４は最尤系列推定器、１５
は復号器である。受信信号は同期検波器１１で検波され
た後、伝搬路係数推定部１２及び整合フィルタ１３に入
力される。伝搬路係数推定部１２では周波数選択性フェ
ーディングの原因となっている伝搬路の遅延特性が推定
される。具体的には、該伝搬路係数推定部１２は適応ア
ルゴリズムを用いて、受信信号に含まれる既知のトレー
ニングシンボル系列から伝搬路係数、すなわち直接波成
分及び複数のシンボル遅延成分の各々の振幅及び位相成
分を推定するものである。整合フィルタ１３ではこの推
定値に基づいて伝搬路の特性に整合したフィルタが構成
され、受信信号を該フィルタに通して最尤系列推定器１
４に送る。最尤系列推定器１４では、この信号と伝搬路
係数推定値から、ビタビアルゴリズムを用いて最も尤度
の高い系列を推定し、復号器１５において該シンボル系
列に対応する伝送データを復号して出力する。
す。同図中、１１は同期検波器、１２は伝搬路係数推定
部、１３は整合フィルタ、１４は最尤系列推定器、１５
は復号器である。受信信号は同期検波器１１で検波され
た後、伝搬路係数推定部１２及び整合フィルタ１３に入
力される。伝搬路係数推定部１２では周波数選択性フェ
ーディングの原因となっている伝搬路の遅延特性が推定
される。具体的には、該伝搬路係数推定部１２は適応ア
ルゴリズムを用いて、受信信号に含まれる既知のトレー
ニングシンボル系列から伝搬路係数、すなわち直接波成
分及び複数のシンボル遅延成分の各々の振幅及び位相成
分を推定するものである。整合フィルタ１３ではこの推
定値に基づいて伝搬路の特性に整合したフィルタが構成
され、受信信号を該フィルタに通して最尤系列推定器１
４に送る。最尤系列推定器１４では、この信号と伝搬路
係数推定値から、ビタビアルゴリズムを用いて最も尤度
の高い系列を推定し、復号器１５において該シンボル系
列に対応する伝送データを復号して出力する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】先述したように、遅延
波によって受信信号が符号間干渉を受けている場合、最
尤系列推定法を導入することによりビット誤り率は改善
される。しかし、最尤系列推定器を備えた受信器は、遅
延波が存在しない信号、あるいは無視し得る程度の極め
て弱い遅延波が存在する信号に対しては、該最尤系列推
定器のない受信器よりも却って通信品質が劣化する場合
がある。このことを以下説明する。
波によって受信信号が符号間干渉を受けている場合、最
尤系列推定法を導入することによりビット誤り率は改善
される。しかし、最尤系列推定器を備えた受信器は、遅
延波が存在しない信号、あるいは無視し得る程度の極め
て弱い遅延波が存在する信号に対しては、該最尤系列推
定器のない受信器よりも却って通信品質が劣化する場合
がある。このことを以下説明する。
【０００６】最尤系列推定の精度は、伝搬路係数の推定
精度に強く依存する。全く遅延波が存在しない場合は、
伝搬路係数の推定値の遅延波の成分は０になるのが理想
である。この場合、最尤系列推定器は、単純に個々の送
信シンボルを推定する動作を行うことになり、直接シン
ボルを識別して復号データを得る場合と同程度の誤り率
となる。ところが、実際には伝搬路係数の推定値には誤
差が含まれるため、遅延波成分の推定係数が必ず０にな
るとは限らない。このとき、遅延波による波形歪みを前
提として最尤系列推定器が動作することによる系列推定
誤差が生じ、最尤系列推定器を用いない場合よりも誤り
率が劣化する。すなわち、遅延波の影響を取り除くため
の最尤系列器の導入が、遅延波が存在しない場合の性能
を犠牲にしていることを意味する。この対策としては、
伝搬路係数推定の精度を高めることが有効であることは
明らかであるが、高速移動ディジタル通信では、受信体
の移動に伴う伝搬路特性の変化が激しく、一方で高速な
データ伝送速度により伝搬路係数推定の処理時間が制限
されることなどから、推定精度の向上には限界がある。
精度に強く依存する。全く遅延波が存在しない場合は、
伝搬路係数の推定値の遅延波の成分は０になるのが理想
である。この場合、最尤系列推定器は、単純に個々の送
信シンボルを推定する動作を行うことになり、直接シン
ボルを識別して復号データを得る場合と同程度の誤り率
となる。ところが、実際には伝搬路係数の推定値には誤
差が含まれるため、遅延波成分の推定係数が必ず０にな
るとは限らない。このとき、遅延波による波形歪みを前
提として最尤系列推定器が動作することによる系列推定
誤差が生じ、最尤系列推定器を用いない場合よりも誤り
率が劣化する。すなわち、遅延波の影響を取り除くため
の最尤系列器の導入が、遅延波が存在しない場合の性能
を犠牲にしていることを意味する。この対策としては、
伝搬路係数推定の精度を高めることが有効であることは
明らかであるが、高速移動ディジタル通信では、受信体
の移動に伴う伝搬路特性の変化が激しく、一方で高速な
データ伝送速度により伝搬路係数推定の処理時間が制限
されることなどから、推定精度の向上には限界がある。
【０００７】本発明は、波形歪みがない場合の性能を犠
牲にすることなく、波形歪みの対策としての最尤系列推
定器を含む受信器の構成を提供することを目的とする。
牲にすることなく、波形歪みの対策としての最尤系列推
定器を含む受信器の構成を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、図１のような構成をとる。
め、図１のような構成をとる。
【０００９】同図中、構成要素１１から１５は図４と同
じものである。
じものである。
【００１０】構成要素１６は係数処理部である。
【００１１】係数処理部１６では、遅延波成分に対する
複素推定係数の振幅値を求め、その中に符号間干渉の原
因として考慮する必要がある遅延波が存在するかどうか
を判断する。振幅が比較的大きく、遅延波の影響を考慮
すべきと判断された場合は推定係数をそのまま出力し、
振幅が比較的小さく、推定係数の誤差であると判断され
た場合は遅延波の係数を全て０とおいて出力する。
複素推定係数の振幅値を求め、その中に符号間干渉の原
因として考慮する必要がある遅延波が存在するかどうか
を判断する。振幅が比較的大きく、遅延波の影響を考慮
すべきと判断された場合は推定係数をそのまま出力し、
振幅が比較的小さく、推定係数の誤差であると判断され
た場合は遅延波の係数を全て０とおいて出力する。
【００１２】現実には、振幅の小さい遅延波が存在し、
これが誤差であると判断されて誤って無視される場合が
生じるが、振幅が小さければ符号間干渉の影響も小さい
ので、振幅値の大小の判断基準を適切に決めておけば障
害とはならない。
これが誤差であると判断されて誤って無視される場合が
生じるが、振幅が小さければ符号間干渉の影響も小さい
ので、振幅値の大小の判断基準を適切に決めておけば障
害とはならない。
【００１３】本発明による復調方式によれば、遅延波が
存在しない場合でも伝搬路応答の推定誤差の影響を受け
ることがなく、一方で遅延波による波形歪みの影響が無
視できない場合は最尤系列推定が有効に働いて、この影
響を軽減して復号データを得ることができる。
存在しない場合でも伝搬路応答の推定誤差の影響を受け
ることがなく、一方で遅延波による波形歪みの影響が無
視できない場合は最尤系列推定が有効に働いて、この影
響を軽減して復号データを得ることができる。
【００１４】従来の構成と比較して新たに係数処理器が
必要となるが、現在のＬＳＩ技術によれば回路規模に大
差はなく、容易に構成が可能である。また、通常これら
はＤＳＰのソフトウェアで処理されるが、追加すべき処
理は少なく容易に変更が可能である。
必要となるが、現在のＬＳＩ技術によれば回路規模に大
差はなく、容易に構成が可能である。また、通常これら
はＤＳＰのソフトウェアで処理されるが、追加すべき処
理は少なく容易に変更が可能である。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明を適用した実施例を
説明する。
説明する。
【００１６】図２は本発明をビタビアルゴリズムを用い
た最尤系列推定法に適用した構成例である。図２中、２
１は同期検波、２２はトレーニングシンボル系列、２３
は伝搬路係数推定、２４は係数処理、２５は内蔵シンボ
ル系列、２６はレプリカ作成、２７はブランチメトリッ
ク計算、２８はパスメトリック計算、２９は状態メトリ
ックメモリ、３０はパス選択、３１はパスメモリ、３２
はデータ復号を表わしている。３３はビタビアルゴリズ
ムが導入されている部分であり、パスメトリック計算２
８、ステートメトリックメモリ２９、バス選択３０及び
バスメモリ３１の要素で構成されている。
た最尤系列推定法に適用した構成例である。図２中、２
１は同期検波、２２はトレーニングシンボル系列、２３
は伝搬路係数推定、２４は係数処理、２５は内蔵シンボ
ル系列、２６はレプリカ作成、２７はブランチメトリッ
ク計算、２８はパスメトリック計算、２９は状態メトリ
ックメモリ、３０はパス選択、３１はパスメモリ、３２
はデータ復号を表わしている。３３はビタビアルゴリズ
ムが導入されている部分であり、パスメトリック計算２
８、ステートメトリックメモリ２９、バス選択３０及び
バスメモリ３１の要素で構成されている。
【００１７】同期検波部２１で同期検波された受信信号
と、既知のトレーニングシンボル系列２２からのトレー
ニングシンボルで伝搬路係数推定が伝搬路係数推定部２
３で行われ、直接波及び各シンボル遅延波に対する複素
係数の推定値が係数処理２４で成された後にレプリカ作
成部２６でのレプリカ作成に用いられる。レプリカ作成
部２６では、送信された可能性のあるすべてのシンボル
系列部２５のシンボル系列に対する受信信号のレプリカ
の作成が行われ、該レプリカと同期検波部２１にて同期
検波された受信信号を比較することにより各レプリカに
対するブランチメトリックの計算がブランチメトリック
計算部２７で行われる。こうして得られたブランチメト
リックに対してビタビアルゴリズムを適用して最も尤度
の高いシンボル系列が推定され、データ復号部３２によ
り送信データが得られる。
と、既知のトレーニングシンボル系列２２からのトレー
ニングシンボルで伝搬路係数推定が伝搬路係数推定部２
３で行われ、直接波及び各シンボル遅延波に対する複素
係数の推定値が係数処理２４で成された後にレプリカ作
成部２６でのレプリカ作成に用いられる。レプリカ作成
部２６では、送信された可能性のあるすべてのシンボル
系列部２５のシンボル系列に対する受信信号のレプリカ
の作成が行われ、該レプリカと同期検波部２１にて同期
検波された受信信号を比較することにより各レプリカに
対するブランチメトリックの計算がブランチメトリック
計算部２７で行われる。こうして得られたブランチメト
リックに対してビタビアルゴリズムを適用して最も尤度
の高いシンボル系列が推定され、データ復号部３２によ
り送信データが得られる。
【００１８】この実施例は、係数処理部２４を除けば一
般的な最尤系列推定器の構成である。図３は係数処理の
実施例を示したものである。図３中、４１は共役複素数
をとる演算器、４２は複素数の乗算器、４３は実数の乗
算器、４４は実数の加算、４５は実数の大小比較器、４
７は複素数の零、４８は切替器を意味する。ここで、等
化器が対象とする最大遅延シンボル数をＭ、伝搬路応答
推定部で推定され等化選択器に入力される複素推定係数
をｈi（ｉ＝０，１，２，…，Ｍ）とする。該等化選択
器では初めに、複素推定係数ｈiを入力して直接波のパ
ワーＰD＝ｈ0ｈ0*及び各遅延波のパワーＰi＝ｈiｈi*
（ｉ＝１，２，…，Ｍ）を求める。次にＰiの中から最
大値ＰUを選択し、直接波のパワーＰDにある値ＲTHを乗
じたＲTHＰDとＰUとを比較し、前者が大きければ推定係
数をそのまま出力し、それ以外の場合は直接波の係数は
そのまま、各遅延波の係数は全て０として出力するよう
に切替器を動作させる。ＲTHは装置の演算処理ビット数
や雑音などを考慮して、例えば０．０１程度に設定す
る。この場合、直接波以外の信号成分が直接波の０．０
１以下であるとき、符号間干渉の影響は無視し得る程度
であるにも関らず、従来の方式では等化器が動作するこ
とにより雑音が発生する。それに対して、本発明の方式
では、実効的に等化動作を停止させて不要な雑音の発生
を抑制し、誤り率の劣化を防ぐことができる。
般的な最尤系列推定器の構成である。図３は係数処理の
実施例を示したものである。図３中、４１は共役複素数
をとる演算器、４２は複素数の乗算器、４３は実数の乗
算器、４４は実数の加算、４５は実数の大小比較器、４
７は複素数の零、４８は切替器を意味する。ここで、等
化器が対象とする最大遅延シンボル数をＭ、伝搬路応答
推定部で推定され等化選択器に入力される複素推定係数
をｈi（ｉ＝０，１，２，…，Ｍ）とする。該等化選択
器では初めに、複素推定係数ｈiを入力して直接波のパ
ワーＰD＝ｈ0ｈ0*及び各遅延波のパワーＰi＝ｈiｈi*
（ｉ＝１，２，…，Ｍ）を求める。次にＰiの中から最
大値ＰUを選択し、直接波のパワーＰDにある値ＲTHを乗
じたＲTHＰDとＰUとを比較し、前者が大きければ推定係
数をそのまま出力し、それ以外の場合は直接波の係数は
そのまま、各遅延波の係数は全て０として出力するよう
に切替器を動作させる。ＲTHは装置の演算処理ビット数
や雑音などを考慮して、例えば０．０１程度に設定す
る。この場合、直接波以外の信号成分が直接波の０．０
１以下であるとき、符号間干渉の影響は無視し得る程度
であるにも関らず、従来の方式では等化器が動作するこ
とにより雑音が発生する。それに対して、本発明の方式
では、実効的に等化動作を停止させて不要な雑音の発生
を抑制し、誤り率の劣化を防ぐことができる。
【００１９】
【発明の効果】本発明による復調方式によれば、遅延波
が存在しない場合でも伝搬路応答の推定誤差の影響を受
けることがなく、一方で遅延波による波形歪みの影響が
無視できない場合は等化器によってこの影響を軽減して
復号データを得ることができる。
が存在しない場合でも伝搬路応答の推定誤差の影響を受
けることがなく、一方で遅延波による波形歪みの影響が
無視できない場合は等化器によってこの影響を軽減して
復号データを得ることができる。
【図１】本発明の構成図
【図２】本発明の一実施例の構成図
【図３】実施例における係数処理の構成図
【図４】従来の最尤系列推定器を含む復調器の構成図
１１ 同期検波器、１２ シンボル判定器、１３ 復号
器、１４ 伝搬路係数推定部、１５ 波形等化器、１６
等化選択器、１７ 切替器、１８ 整合フィルタ、１
９ 最尤系列推定器、２０ 係数処理器、２１ 同期検
波、２２ トレーニングシンボル系列、２３ 伝搬路係
数推定、２４ 係数処理、２５ 内蔵シンボル系列、２
６ レプリカ作成、２７ ブランチメトリック計算、２
８ パスメトリック計算、２９ ステートメトリック、
３０ パス選択、３１ パスメモリ、３２ データ復
号、３３ ビタビアルゴリズム、４１ 共役複素、４２
複素数の乗算、４３ 実数の乗算、４４ 実数の加
算、４５ 大小の比較、４６最大値の選択、４７ 複素
数の０、４８ 切替器。
器、１４ 伝搬路係数推定部、１５ 波形等化器、１６
等化選択器、１７ 切替器、１８ 整合フィルタ、１
９ 最尤系列推定器、２０ 係数処理器、２１ 同期検
波、２２ トレーニングシンボル系列、２３ 伝搬路係
数推定、２４ 係数処理、２５ 内蔵シンボル系列、２
６ レプリカ作成、２７ ブランチメトリック計算、２
８ パスメトリック計算、２９ ステートメトリック、
３０ パス選択、３１ パスメモリ、３２ データ復
号、３３ ビタビアルゴリズム、４１ 共役複素、４２
複素数の乗算、４３ 実数の乗算、４４ 実数の加
算、４５ 大小の比較、４６最大値の選択、４７ 複素
数の０、４８ 切替器。
Claims (2)
- 【請求項１】 周波数選択性フェーディングを伴う無線
伝搬路のインパルス応答を推定する伝搬路係数推定部
と、該推定伝搬路係数により構成された整合フィルタ
と、該整合フィルタ出力と推定伝搬路係数によってビタ
ビアルゴリズムを用いて送信シンボル系列を推定する最
尤系列推定器から構成されるビタビ等化器において、推
定伝搬路係数に応じて該推定伝搬路係数に操作を加える
係数処理部を設け、該操作後の推定係数を用いて整合フ
ィルタと最尤系列推定器を動作させることを特徴とする
ビタビ等化器。 - 【請求項２】 請求項１のビタビ等化器の係数処理部に
おいて、伝搬路係数の直接波成分と各遅延波成分の振幅
値をそれぞれ計算し、直接波成分の振幅値に比例した閾
値を設定して、遅延波成分の最大振幅値が該閾値を越え
た場合は推定伝搬路係数をそのまま出力し、それ以外の
場合は直接波成分の推定伝搬路係数はそのまま出力する
一方、遅延波成分の係数は全て０と置き換えて出力する
ことを特徴とするビタビ等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8203535A JPH1051364A (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | ビタビ等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8203535A JPH1051364A (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | ビタビ等化器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1051364A true JPH1051364A (ja) | 1998-02-20 |
Family
ID=16475767
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8203535A Pending JPH1051364A (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | ビタビ等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1051364A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003110468A (ja) * | 2001-09-26 | 2003-04-11 | Sony Corp | 受信装置および方法、送信装置および方法、通信システム、記録媒体、並びにプログラム |
| KR100644952B1 (ko) * | 1999-03-17 | 2006-11-13 | 파이오니아 가부시키가이샤 | 디지털 신호 수신 시스템용 판정 귀환형 등화기 |
-
1996
- 1996-08-01 JP JP8203535A patent/JPH1051364A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100644952B1 (ko) * | 1999-03-17 | 2006-11-13 | 파이오니아 가부시키가이샤 | 디지털 신호 수신 시스템용 판정 귀환형 등화기 |
| JP2003110468A (ja) * | 2001-09-26 | 2003-04-11 | Sony Corp | 受信装置および方法、送信装置および方法、通信システム、記録媒体、並びにプログラム |
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