JPH1066329A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH1066329A JPH1066329A JP22206296A JP22206296A JPH1066329A JP H1066329 A JPH1066329 A JP H1066329A JP 22206296 A JP22206296 A JP 22206296A JP 22206296 A JP22206296 A JP 22206296A JP H1066329 A JPH1066329 A JP H1066329A
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 10
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 3
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 2
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 2
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】
【課題】コスト低減を図る。
【解決手段】出力過電流検出回路７０を、トランジスタ
Ｑ２とツェナーダイオードＺＤ３とを含み、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ６０の出力電圧が出力過電流時にツェナー電
圧よりも垂下した場合にトランジスタＱ２をＯＮして１
次直流電源１０側のスイッチング制御回路１５に過電流
検出信号を出力する構成とした。
Ｑ２とツェナーダイオードＺＤ３とを含み、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ６０の出力電圧が出力過電流時にツェナー電
圧よりも垂下した場合にトランジスタＱ２をＯＮして１
次直流電源１０側のスイッチング制御回路１５に過電流
検出信号を出力する構成とした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング制御
回路を有する１次直流電源側の１次巻線と出力過電流時
に出力電圧が所定パターンで垂下（フの字垂下等）する
ＤＣ−ＤＣコンバータを有する２次直流電源側の２次巻
線とをトランス結合してなるスイッチング電源装置に関
する。
回路を有する１次直流電源側の１次巻線と出力過電流時
に出力電圧が所定パターンで垂下（フの字垂下等）する
ＤＣ−ＤＣコンバータを有する２次直流電源側の２次巻
線とをトランス結合してなるスイッチング電源装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】図２において、交流電源１に接続された
１次直流電源回路１０と、負荷（１０１，１０２）に接
続された２次直流電源回路３０とは、トランス２０を介
して結合されている。
１次直流電源回路１０と、負荷（１０１，１０２）に接
続された２次直流電源回路３０とは、トランス２０を介
して結合されている。
【０００３】１次直流電源回路１０は、整流回路（ダイ
オードブリッジ）１１とスイッチング素子Ｑ１と平滑コ
ンデンサＣ１と自励（または他励）発振型のスイッチン
グ制御回路１５等を含み、トランス２０を介して２次直
流電源回路３０へ電力供給する。なお、１は電源スイッ
チ，２はヒューズ，３はノイズフィルタである。
オードブリッジ）１１とスイッチング素子Ｑ１と平滑コ
ンデンサＣ１と自励（または他励）発振型のスイッチン
グ制御回路１５等を含み、トランス２０を介して２次直
流電源回路３０へ電力供給する。なお、１は電源スイッ
チ，２はヒューズ，３はノイズフィルタである。
【０００４】トランス２０は、スイッチング素子Ｑ１と
直列接続された１次巻線Ｎｐ１と，スイッチング制御回
路１５の駆動電源を生成出力しかつダイオードＤ１を介
して供給する補助巻線Ｎｐ２と，２次巻線Ｎｓ１とから
なる。
直列接続された１次巻線Ｎｐ１と，スイッチング制御回
路１５の駆動電源を生成出力しかつダイオードＤ１を介
して供給する補助巻線Ｎｐ２と，２次巻線Ｎｓ１とから
なる。
【０００５】また、２次直流電源回路３０は、２系統３
１（電路Ｌ１−Ｌ２），３２（電路Ｌ３−Ｌ４）とされ
ている。系３１は、大負荷用で例えばプリンタのキャリ
アモータの駆動電源用とされ、２次巻線Ｎｓ１に接続さ
れたダイオードＤ３，一対の平滑コンデンサＣ５，Ｃ６
等からなる。系３２は、小負荷の制御電源用とされ、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ６０，一対の平滑コンデンサＣ４，
Ｃ７等からなる。さらに、複数（３以上）の系が設けら
れる場合もある。
１（電路Ｌ１−Ｌ２），３２（電路Ｌ３−Ｌ４）とされ
ている。系３１は、大負荷用で例えばプリンタのキャリ
アモータの駆動電源用とされ、２次巻線Ｎｓ１に接続さ
れたダイオードＤ３，一対の平滑コンデンサＣ５，Ｃ６
等からなる。系３２は、小負荷の制御電源用とされ、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ６０，一対の平滑コンデンサＣ４，
Ｃ７等からなる。さらに、複数（３以上）の系が設けら
れる場合もある。
【０００６】図３に示すスイッチング電源装置では、２
次側直流電源（３１）の電圧安定化を図るために安定化
回路４０が設けられているとともに，過電圧を防止する
ための過電圧保護回路５０が設けられている。
次側直流電源（３１）の電圧安定化を図るために安定化
回路４０が設けられているとともに，過電圧を防止する
ための過電圧保護回路５０が設けられている。
【０００７】安定化回路４０は、制御用素子（シャント
レギュレータ）４２，フォトカプラＰｃ１を含んでな
り、系３１の電圧が設定電圧以上あるいは以下となる
と、電圧検出信号をフォトカプラＰｃ１を介して１次側
のスイッチング制御回路１５へフィードバックし、スイ
ッチング素子Ｑ１のスイッチング動作を制御して系３１
の電圧を安定化する。
レギュレータ）４２，フォトカプラＰｃ１を含んでな
り、系３１の電圧が設定電圧以上あるいは以下となる
と、電圧検出信号をフォトカプラＰｃ１を介して１次側
のスイッチング制御回路１５へフィードバックし、スイ
ッチング素子Ｑ１のスイッチング動作を制御して系３１
の電圧を安定化する。
【０００８】また、過電圧保護回路５０は、ツェナーダ
イオードＺＤ１，ＺＤ２，フォトカプラＰｃ２を含んで
なり、系３１又は３２の電圧が設定過電圧以上となる
と、過電圧検出信号をフォトカプラＰｃ２を介して１次
側のスイッチング制御回路１５へフィードバックする。
この場合、スイッチング素子Ｑ１は強制してＯＦＦされ
る。したがって、２次直流電源回路３０（３１，３２）
を過電圧から保護することができる。
イオードＺＤ１，ＺＤ２，フォトカプラＰｃ２を含んで
なり、系３１又は３２の電圧が設定過電圧以上となる
と、過電圧検出信号をフォトカプラＰｃ２を介して１次
側のスイッチング制御回路１５へフィードバックする。
この場合、スイッチング素子Ｑ１は強制してＯＦＦされ
る。したがって、２次直流電源回路３０（３１，３２）
を過電圧から保護することができる。
【０００９】ここにおいて、系３２に設けられたＤＣ−
ＤＣコンバータ６０は、図４（Ａ），（Ｂ）に示す如
く、出力過電流（Ｉｏ）時に出力電圧（Ｖｏ）が所定パ
ターンで垂下（フの字垂下，ヘの字垂下）する特性を有
している。
ＤＣコンバータ６０は、図４（Ａ），（Ｂ）に示す如
く、出力過電流（Ｉｏ）時に出力電圧（Ｖｏ）が所定パ
ターンで垂下（フの字垂下，ヘの字垂下）する特性を有
している。
【００１０】そこで、かかる特性を利用した出力過電流
保護回路７０が設けられ、ＤＣ−ＤＣコンバータ６０の
出力電流が過大になるのが防止されている。
保護回路７０が設けられ、ＤＣ−ＤＣコンバータ６０の
出力電流が過大になるのが防止されている。
【００１１】出力過電流保護回路７０は、図３に示す如
く、検出抵抗Ｒと，分圧抵抗回路（Ｒ２１，Ｒ２２）
と，比較回路（オペアンプ７１）とを含み、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ６０の出力過電流時に出力電圧がフの字垂下
（または、ヘの字垂下）した場合に過電流検出信号をフ
ォトカプラＰｃ２を介して１次側のスイッチング制御回
路１５へ出力するように形成されている。
く、検出抵抗Ｒと，分圧抵抗回路（Ｒ２１，Ｒ２２）
と，比較回路（オペアンプ７１）とを含み、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ６０の出力過電流時に出力電圧がフの字垂下
（または、ヘの字垂下）した場合に過電流検出信号をフ
ォトカプラＰｃ２を介して１次側のスイッチング制御回
路１５へ出力するように形成されている。
【００１２】これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ６０の
出力電流が過大となった場合には、出力過電流検出回路
７０によって検出され１次側のスイッチンング素子Ｑ１
が強制的にＯＦＦされることになる。
出力電流が過大となった場合には、出力過電流検出回路
７０によって検出され１次側のスイッチンング素子Ｑ１
が強制的にＯＦＦされることになる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、かかるスイ
ッチング電源装置も例外でなく低コスト化が一段と強く
求められているが、出力過電流検出回路７０には高価な
オペアンプ７１が用いられており、低コスト化を図るこ
とが困難となっている。
ッチング電源装置も例外でなく低コスト化が一段と強く
求められているが、出力過電流検出回路７０には高価な
オペアンプ７１が用いられており、低コスト化を図るこ
とが困難となっている。
【００１４】本発明の目的は、ＤＣ−ＤＣコンバータの
出力電流が過大となるのを防止しつつ低コスト化を図る
ことができるスイッチング電源装置を提供することにあ
る。
出力電流が過大となるのを防止しつつ低コスト化を図る
ことができるスイッチング電源装置を提供することにあ
る。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は、スイッチング
制御回路を有する１次直流電源側の１次巻線と出力過電
流時に出力電圧が所定パターンで垂下するＤＣ−ＤＣコ
ンバータを有する２次直流電源側の２次巻線とをトラン
ス結合してなり、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力過電流検
出回路から過電流検出信号が出力された場合にスイッチ
ング制御回路のスイッチング動作を停止するように形成
されたスイッチング電源装置において、前記出力過電流
検出回路を、トランジスタとツェナーダイオードとを含
み前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力過電流時に出力電圧
が該ツェナーダイオードのツェナー電圧よりも垂下した
場合にトランジスタがＯＮして前記スイッチング制御回
路に過電流検出信号を出力するように形成したことを特
徴とする。
制御回路を有する１次直流電源側の１次巻線と出力過電
流時に出力電圧が所定パターンで垂下するＤＣ−ＤＣコ
ンバータを有する２次直流電源側の２次巻線とをトラン
ス結合してなり、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力過電流検
出回路から過電流検出信号が出力された場合にスイッチ
ング制御回路のスイッチング動作を停止するように形成
されたスイッチング電源装置において、前記出力過電流
検出回路を、トランジスタとツェナーダイオードとを含
み前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力過電流時に出力電圧
が該ツェナーダイオードのツェナー電圧よりも垂下した
場合にトランジスタがＯＮして前記スイッチング制御回
路に過電流検出信号を出力するように形成したことを特
徴とする。
【００１６】かかる発明では、ＤＣ−ＤＣコンバータの
出力電流が過大となると、出力電圧は所定パターンで垂
下する。この出力電圧が、ツェナーダイオードのツェナ
ー電圧よりも垂下すると、トランジスタがＯＮして１次
直流電源側のスイッチング制御回路に過電流検出信号を
出力する。これにより、スイッチング制御回路のスイッ
チング動作が停止され、１次側から２次側への電力供給
が停止される。
出力電流が過大となると、出力電圧は所定パターンで垂
下する。この出力電圧が、ツェナーダイオードのツェナ
ー電圧よりも垂下すると、トランジスタがＯＮして１次
直流電源側のスイッチング制御回路に過電流検出信号を
出力する。これにより、スイッチング制御回路のスイッ
チング動作が停止され、１次側から２次側への電力供給
が停止される。
【００１７】したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータが出力
過電流によって焼損等するのが防止される。
過電流によって焼損等するのが防止される。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
参照して説明する。本スイッチング電源装置は、図１に
示す如く、基本的構成は従来例（図２）と同様とされて
いるが、出力過電流検出回路７０をＰＮＰ型のトランジ
スタＱ２とツェナーダイオードＺＤ３とを含み、ＤＣ−
ＤＣコンバータ６０の出力過電流時に出力電圧がツェナ
ーダイオードＺＤ３のツェナー電圧ＶＺＤよりも垂下し
た場合にトランジスタＱ２がＯＮして，過電圧保護回路
（５０）のフォトカプラ（Ｐｃ２）を介して１次直流電
源（１０）側のスイッチング制御回路（１５）に過電流
検出信号を出力するように形成した構成とされている。
参照して説明する。本スイッチング電源装置は、図１に
示す如く、基本的構成は従来例（図２）と同様とされて
いるが、出力過電流検出回路７０をＰＮＰ型のトランジ
スタＱ２とツェナーダイオードＺＤ３とを含み、ＤＣ−
ＤＣコンバータ６０の出力過電流時に出力電圧がツェナ
ーダイオードＺＤ３のツェナー電圧ＶＺＤよりも垂下し
た場合にトランジスタＱ２がＯＮして，過電圧保護回路
（５０）のフォトカプラ（Ｐｃ２）を介して１次直流電
源（１０）側のスイッチング制御回路（１５）に過電流
検出信号を出力するように形成した構成とされている。
【００１９】なお、従来例（図２）と共通する構成要素
については同一の符号を付し、その説明を簡略化または
省略化する。
については同一の符号を付し、その説明を簡略化または
省略化する。
【００２０】出力過電流検出回路７０のトランジスタＱ
２は、系３１の電路Ｌ１と過電圧保護回路（５０）のフ
ォトカプラ（Ｐｃ２）とに接続されており、そのベース
端子ＢがダイオードＤ４を介してＤＣ−ＤＣコンバータ
６０の出力側と接続されている。そして、トランジスタ
Ｑ２のエミッタ端子Ｅと電路Ｌ４との間にはツェナーダ
イオードＺＤ３と，コンデンサＣ８とが並列に接続され
ている。
２は、系３１の電路Ｌ１と過電圧保護回路（５０）のフ
ォトカプラ（Ｐｃ２）とに接続されており、そのベース
端子ＢがダイオードＤ４を介してＤＣ−ＤＣコンバータ
６０の出力側と接続されている。そして、トランジスタ
Ｑ２のエミッタ端子Ｅと電路Ｌ４との間にはツェナーダ
イオードＺＤ３と，コンデンサＣ８とが並列に接続され
ている。
【００２１】したがって、トランジスタＱ２のベース電
位は、ＤＣ−ＤＣコンバータ６０の出力電圧（Ｖｏ）と
され、エミッタ電位はツェナーダイオードＺＤ３のツェ
ナー電圧ＶＺＤとされている。ツェナー電圧ＶＺＤは、
ＤＣ−ＤＣコンバータ６０の通常時の出力電圧（＋５
Ｖ）以下（例えば，＋４Ｖ）とされている。
位は、ＤＣ−ＤＣコンバータ６０の出力電圧（Ｖｏ）と
され、エミッタ電位はツェナーダイオードＺＤ３のツェ
ナー電圧ＶＺＤとされている。ツェナー電圧ＶＺＤは、
ＤＣ−ＤＣコンバータ６０の通常時の出力電圧（＋５
Ｖ）以下（例えば，＋４Ｖ）とされている。
【００２２】かかる構成によれば、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ６０の出力電圧が通常の電圧値の場合には、トランジ
スタＱ２のエミッタ電位がベース電位以下であるので、
エミッタ−ベース間には電流が流れない。そのためトラ
ンジスタＱ２はＯＦＦとなり過電流検出信号は出力され
ない。
タ６０の出力電圧が通常の電圧値の場合には、トランジ
スタＱ２のエミッタ電位がベース電位以下であるので、
エミッタ−ベース間には電流が流れない。そのためトラ
ンジスタＱ２はＯＦＦとなり過電流検出信号は出力され
ない。
【００２３】ＤＣ−ＤＣコンバータ６０が過電流状態と
なって出力電圧が所定パターンで垂下（フの字垂下，ヘ
の字垂下）してエミッタ電位（ツェナー電圧ＶＺＤ）よ
り低下すると、トランジスタＱ２はＯＮする（すなわ
ち、エミッタ端子Ｅからコレクタ端子Ｃに電流が流れ
る）。
なって出力電圧が所定パターンで垂下（フの字垂下，ヘ
の字垂下）してエミッタ電位（ツェナー電圧ＶＺＤ）よ
り低下すると、トランジスタＱ２はＯＮする（すなわ
ち、エミッタ端子Ｅからコレクタ端子Ｃに電流が流れ
る）。
【００２４】これにより、フォトカプラＰｃ２を介し
て、１次側のスイッチング制御回路１５に過電流検出信
号が出力され、スイッチング制御回路１５の発振動作が
停止される。したがって、１次側（１０）から２次側
（３０）への電力供給が停止される。
て、１次側のスイッチング制御回路１５に過電流検出信
号が出力され、スイッチング制御回路１５の発振動作が
停止される。したがって、１次側（１０）から２次側
（３０）への電力供給が停止される。
【００２５】しかして、出力過電流検出回路７０を、ト
ランジスタＱ２とツェナーダイオードＺＤ３とを含み，
ＤＣ−ＤＣコンバータ６０の出力過電流時に出力電圧Ｖ
ｏがツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧ＶＺＤよ
りも垂下した場合にトランジスタＱ２がＯＮしてスイッ
チング制御回路１５に過電流検出信号を出力するので、
高価なオペアンプを用いることなくＤＣ−ＤＣコンバー
タ６０の出力過電流を確実に防止することができる。
ランジスタＱ２とツェナーダイオードＺＤ３とを含み，
ＤＣ−ＤＣコンバータ６０の出力過電流時に出力電圧Ｖ
ｏがツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧ＶＺＤよ
りも垂下した場合にトランジスタＱ２がＯＮしてスイッ
チング制御回路１５に過電流検出信号を出力するので、
高価なオペアンプを用いることなくＤＣ−ＤＣコンバー
タ６０の出力過電流を確実に防止することができる。
【００２６】
【発明の効果】本発明によれば、出力過電流検出回路を
トランジスタとツェナーダイオードとを含み、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力過電流時に出力電圧がツェナーダイ
オードのツェナー電圧よりも垂下した場合にトランジス
タがＯＮして，１次直流電源側のスイッチング制御回路
に過電流検出信号を出力するので、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電流が過大となるのを防止しつつ低コスト化を
図ることができる。
トランジスタとツェナーダイオードとを含み、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力過電流時に出力電圧がツェナーダイ
オードのツェナー電圧よりも垂下した場合にトランジス
タがＯＮして，１次直流電源側のスイッチング制御回路
に過電流検出信号を出力するので、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電流が過大となるのを防止しつつ低コスト化を
図ることができる。
【図１】本発明の実施形態を説明するための図である。
【図２】スイッチング電源装置の従来構成を説明するた
めの図である。
めの図である。
【図３】同じく、出力過電流保護検出回路を説明するた
めの図である。
めの図である。
【図４】同じく、ＤＣ−ＤＣコンバータの過電流時の出
力特性を説明するための図である。
力特性を説明するための図である。
１０ １次直流電源 １５ スイッチング制御回路 ２０ トランス ３０ ２次直流電源 ４０ 安定化回路 ５０ 過電圧保護回路 ６０ ＤＣ−ＤＣコンバータ ７０ 出力過電流検出回路 Ｑ２ トランジスタ ＺＤ３ ツェナーダイオード
Claims (1)
- 【請求項１】 スイッチング制御回路を有する１次直流
電源側の１次巻線と出力過電流時に出力電圧が所定パタ
ーンで垂下するＤＣ−ＤＣコンバータを有する２次直流
電源側の２次巻線とをトランス結合してなり、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力過電流検出回路から過電流検出信号
が出力された場合にスイッチング制御回路のスイッチン
グ動作を停止するように形成されたスイッチング電源装
置において、 前記出力過電流検出回路を、トランジスタとツェナーダ
イオードとを含み前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力過電
流時に出力電圧が該ツェナーダイオードのツェナー電圧
よりも垂下した場合にトランジスタがＯＮして前記スイ
ッチング制御回路に過電流検出信号を出力するように形
成したことを特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22206296A JPH1066329A (ja) | 1996-08-23 | 1996-08-23 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22206296A JPH1066329A (ja) | 1996-08-23 | 1996-08-23 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1066329A true JPH1066329A (ja) | 1998-03-06 |
Family
ID=16776520
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22206296A Pending JPH1066329A (ja) | 1996-08-23 | 1996-08-23 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1066329A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100666151B1 (ko) | 2006-01-10 | 2007-01-09 | 넥스원퓨처 주식회사 | 팬 전원과 디지털 전원이 분리된 전원공급장치 |
-
1996
- 1996-08-23 JP JP22206296A patent/JPH1066329A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100666151B1 (ko) | 2006-01-10 | 2007-01-09 | 넥스원퓨처 주식회사 | 팬 전원과 디지털 전원이 분리된 전원공급장치 |
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