JPH1084298A - 増幅回路 - Google Patents

増幅回路

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JPH1084298A
JPH1084298A JP9123991A JP12399197A JPH1084298A JP H1084298 A JPH1084298 A JP H1084298A JP 9123991 A JP9123991 A JP 9123991A JP 12399197 A JP12399197 A JP 12399197A JP H1084298 A JPH1084298 A JP H1084298A
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ヒルト ヘルムート
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 デジタル及びアナログ信号の各処理のため
に、別々に接続することができる高調波フィルタを用い
ることは公知である。この発明の目的は、この回路配列
を簡単にすることである。 【解決手段】 この発明によると、アナログ受信のため
に、デジタル信号受信用のフィルタ（ＨＳ２）はアナロ
グフィルタ（ＨＳ１）に接続される。有利な点は、付加
的な選択手段を除去できることである。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は増幅回路に関し、
特に、デジタル信号用フィルタ及びアナログ信号用フィ
ルタを有する増幅回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】現在、多標準ＩＦ増幅器（ＩＦ＝中間周
波数）は、種々の標準用のアナログ受信に用いられてい
る。このＩＦ増幅器は、各標準のために適切な信号を選
択しなければならない。選択はＩＦ領域において、それ
ぞれの固定周波数で起こる。フィルタは選択に用いられ
る。アナログ受信のためには、適切な信号を得るために
ナイキストスロープが要求される。これは、デジタル信
号には必要でない。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】現在、アナログ及びデ
ジタル信号が信号処理ステージにおいて処理されると、
それに対応するアナログ，又はデジタル信号パスは、受
信した信号の作用として接続される。このことの不利な
点は、アナログ信号処理にかなり高い費用がかかること
である。
【０００４】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、低い費用で、アナログ及びデジ
タル信号の両方を処理可能とすることができる増幅回路
を得ることを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この発明（請求項１）に
係る増幅回路は、アナログ受信のために、デジタル信号
受信用のフィルタ（ＨＳ２）は、アナログフィルタ（Ｈ
Ｓ１）に接続されるものであり、そのことにより、上記
目的が達成される。
【０００６】この発明の有利な展開は、以下の、請求項
１に従属する従属項において特定される。
【０００７】この発明（請求項２）は、請求項１に記載
の増幅回路において、デジタル受信のために、上記アナ
ログフィルタ（ＨＳ１）は、接続されないものである。
【０００８】この発明（請求項３）は、請求項１に記載
の増幅回路において、上記フィルタ（ＨＳ１，ＨＳ２）
は、デカップリングステージ（ＥＦ）によって結合され
るものである。
【０００９】この発明（請求項４）は、請求項１に記載
の増幅回路において、上記デカップリングステージを、
エミッタホロワ（ＥＦ）によって形成したものである。
【００１０】この発明（請求項５）は、請求項１に記載
の増幅回路において、上記フィルタ（ＨＳ１，ＨＳ２）
を、高調波フィルタによって形成したものである。
【００１１】この発明（請求項６）は、請求項１に記載
の増幅回路において、アナログ及びデジタル信号の代わ
りに、類似の特性を有する信号もまた処理され得るもの
である。
【００１２】この発明（請求項７）は、請求項１に記載
の増幅回路において、上記フィルタ（ＨＳ１，ＨＳ２）
を、カスケード回路において配置したものである。
【００１３】この発明（請求項８）は、請求項１に記載
の増幅回路において、上記受信された信号が、中間周波
信号（ＺＦ）であるものである。
【００１４】この発明（請求項９）は、請求項１に記載
の増幅回路において、全群遅延時間プロファイルが、上
記高調波フィルタ（ＨＳ１，ＨＳ２）の群遅延時間を通
して変更され得るものである。
【００１５】この発明（請求項１０）は、請求項１に記
載の増幅回路において、全振幅周波数応答プロファイル
が、上記高調波フィルタ（ＨＳ１，ＨＳ２）の振幅周波
数応答を通して変更され得るものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】まず、本発明の基本原理について
説明する。この発明によると、デジタル及びアナログ信
号用のフィルタが用いられる。アナログ信号受信のため
に、デジタル信号受信用のフィルタは、アナログフィル
タに接続される。デジタルフィルタをアナログフィルタ
の上流で接続することにより、そうでなければ主選択に
加えて必要とされる，アナログ信号のための選択手段を
持たないで処理することが可能である。デジタル信号受
信のためには、デジタル信号は最大可能帯域幅を必要と
する一方で、アナログフィルタはこの帯域幅を限定して
しまうので、アナログフィルタは接続されない。アナロ
グ，及びデジタル信号処理用のフィルタをデカップリン
グするために、デカップリングステージが用いられる。
このデカップリングステージは、好ましくはエミッタホ
ロワとして設計される。アナログ及びデジタル信号処理
用のフィルタは、高調波フィルタによって形成される。
このフィルタは、好ましくはカスケード回路において配
列される。
【００１７】このタイプの配置の有利な点は、アナログ
信号処理パスにおける付加的な選択手段を取り除くこと
ができることである。この付加的な選択は、デジタルフ
ィルタによって行われる。
【００１８】さらなる有利な点は、高調波フィルタのた
めに、振幅周波数応答，及び群遅延時間に関係する特性
を、相互に影響なく構成することができることである。
カスケード回路によって、アナログ信号出力のための望
ましい群遅延時間をより柔軟に構成することができる。
このことは、アナログ，及びデジタル高調波フィルタの
群遅延時間の重ね合わせによって可能である。アナログ
高調波フィルタの出力における信号プロファイルのリッ
プルは、別のやり方では避けられないが、カスケード回
路によって、その信号プロファイルがデジタル高調波フ
ィルタＨＳ２と反対の位相のものであることによって、
補償され得る。アナログ高調波フィルタの望ましい群遅
延時間プロファイルは、デジタル高調波フィルタの適切
なプロファイルによって得ることができる。
【００１９】以下、本発明の実施の形態について説明す
る。 実施の形態１．図１は公知の増幅回路を示している。チ
ューナからのＩＦ信号（ここでは表されていない）は、
Ａ点を通ってアナログパス１，及びデジタルパス２に入
る。アナログパス１は、選択手段ＺＳ及び高調波フィル
タＨＳ１によって形成される。デジタルパス２は、高調
波フィルタＨＳ２によって形成される。信号処理ステー
ジＩＣのスイッチＳは、信号処理ステージＩＣにおける
さらなる処理のために、アナログ受信用の信号を通じて
スイッチ位置３に、或いはデジタル受信用の信号を通じ
てスイッチ位置４に接続される。Ｂ点において、高調波
フィルタＨＳ２から生じる信号は表される。Ｃ点におい
て、付加的な選択手段ＺＳ及び高調波フィルタＨＳ１か
ら生じる信号は表される。
【００２０】図２はこの発明による増幅回路の回路配列
を示している。チューナのＩＦ信号（ここでは表されて
いない）は、Ａ点から高調波フィルタＨＳ２を通ってＢ
点に届く。Ｂ点から、信号は、信号処理ステージＩＣに
おける，スイッチＳのスイッチング接点４に届く。Ｂ点
から、信号はさらに、エミッタホロワＥＦを通って、高
調波フィルタＨＳ１へと続く。高調波フィルタＨＳ１か
ら、信号は、Ｃ’点を通ってスイッチＳのスイッチング
接点３に届く。
【００２１】信号の作用として、スイッチＳは、アナロ
グ信号用のスイッチング接点３に、又はデジタル信号用
のスイッチング接点４に切り換わる。スイッチは、信号
処理ステージＩＣによって切り換えられる。信号処理ス
テージＩＣは、一方で、デジタル又はアナログ信号が受
信されるかどうかを決定することが可能であり、これに
よりスイッチＳは、信号の作用として、切り換えられる
ことが可能である。またユーザーは、予備選択の間に、
信号処理ステージＩＣに、受信信号がアナログ又はデジ
タルであることを意図されているかどうかを、明確に知
らせることが可能であり、これにより、局番号が後に選
択されるとき、信号処理ステージは、すでにこの選択さ
れた局番号にてアナログ又はデジタル信号が受信された
ことを知っており、またスイッチはそれに応じてスイッ
チ位置３又は４に切り換えられる。
【００２２】Ａ点及びＢ点の信号プロファイルは、不変
である。Ｃ’点において、信号プロファイルは、図１に
おけるＣ点と比較して、ほぼ同一である。このほぼ同一
の信号プロファイルは、この発明により求められ、その
結果、スイッチＳのスイッチング接点３において、再び
アナログ信号処理用の信号が存在する。２つの高調波フ
ィルタＨＳ１及びＨＳ２のカスケード回路によって、改
善された信号波形をＣ’点で見ることができる。
【００２３】省略された選択手段ＺＳは、隣接キャリア
のような望まれない信号を抑圧するために用いられてい
た。高調波フィルタＨＳ２は、高調波フィルタＨＳ１よ
りも広いパス範囲を有する。その結果、ＨＳ１のパス領
域は悪影響を受けない。しかしながら、パス範囲の外で
は、隣接キャリアを含めて、付加的な選択が達成され
る。
【００２４】選択手段ＺＳは、これにより、もはや必要
ではない、なぜなら２つの高調波フィルタＨＳ２及びＨ
Ｓ１のカスケード回路により、アナログ信号処理に用い
ることができる全体の選択が達成されるからである。
【００２５】実施の形態２．図３はこの発明による解決
の展開を示している。エミッタホロワＥＦは、信号処理
ステージＩＣに集積化されている。他の点では、回路は
図２に関して述べられたように動作する。
【００２６】有利な点は、高調波フィルタＨＳ１、ＨＳ
２により、振幅周波数応答，及び群遅延時間に関する特
性は相互に影響なく構成することができることである。
カスケード回路によって、Ｃ’点（図２、３）での望ま
しい群遅延時間が、高調波フィルタＨＳ１、ＨＳ２にお
ける群遅延時間の重ね合わせによって、より柔軟に構成
することができる。別のやり方では避けられない高調波
フィルタＨＳ１におけるリップル（信号プロファイル、
図１Ｃ点）は、カスケード回路（図２、３Ｃ’点）によ
って、そのプロファイルが高調波フィルタＨＳ２と反対
の位相であることによって、補償されうる。高調波フィ
ルタＨＳ１における望ましい群遅延時間プロファイル
は、高調波フィルタＨＳ２の適切なプロファイルによっ
て得ることができる。
【００２７】実施の形態３．図４はこの発明による回路
の展開を示している。該回路図において、以前にブロッ
クとして表されたモジュールはまとめられ、記号で示さ
れている。動作のモード，及び構成要素の相互作用は、
ブロック回路図の助けをかりて説明される。１つの信号
入力Ａのみがあることは明らかに見てとれる。デジタル
信号パス用の高調波フィルタＨＳ２は、この信号入力Ａ
の後ろに置かれる。信号はそののち、エミッタホロワＥ
Ｆに、そしてピン４及び５を通って、集積回路ＩＣに届
く。測定点Ｂは、該ブロック回路図において、エミッタ
ホロワの上流にあり、信号もまたエミッタホロワの上流
につながれる。この回路レイアウトにおいて、信号はエ
ミッタホロワの後ろにつながれ、その結果、これらのフ
ィルタはデジタル部にも用いることができる。Ｂ点の信
号プロファイルは、図２及び３における前のＢ点の信号
プロファイルと同一である。エミッタホロワＥＦの後、
信号はアナログ高調波フィルタＨＳ１に届く。アナログ
パスは、映像と音声に分離され、出力Ｃ１（アナログ映
像）及びＣ２（アナログ音声）によって特徴付けられ
る。図２及び３に関する有利な点及び相違点は、エミッ
タホロワＥＦが、デジタル及びアナログ部の両方に用い
られることである。
【００２８】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、アナロ
グ受信のために、デジタル信号受信用のフィルタ（ＨＳ
２）を、アナログフィルタ（ＨＳ１）に接続されるよう
にしたので、付加的な選択手段を除去でき、これにより
低い費用で、アナログ及びデジタル信号の両方を処理可
能な増幅回路を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】公知の増幅回路を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１による増幅回路を示す
図である。
【図３】この発明の実施の形態２による増幅回路を示す
図である。
【図４】この発明の実施の形態３による増幅回路を示す
図である。
【符号の説明】
ＨＳ１ アナログフィルタ ＨＳ２ デジタル信号受信用のフィルタ ＥＦ エミッタホロワ ＺＦ 中間周波信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 アリ デネル ドイツ連邦共和国 ダウチンゲン Ｄ− 78083 フリートホフ シュトラーセ 25 (72)発明者 ヘルムート ヒルト ドイツ連邦共和国 トリベルク Ｄ− 78098 ヴァルト シュトラーセ 11 (72)発明者 ラインハルト ザウテル ドイツ連邦共和国 フィリンゲン−シュヴ ェニンゲンＤ−78052 フンメルビュール シュトラーセ 15

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 アナログ受信のために、デジタル信号受
    信用のフィルタ（ＨＳ２）は、アナログフィルタ（ＨＳ
    １）に接続されることを特徴とする、デジタル及びアナ
    ログ信号用のフィルタを有する、増幅回路。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載の増幅回路において、デ
    ジタル受信のために、上記アナログフィルタ（ＨＳ１）
    は、接続されないことを特徴とする、増幅回路。
  3. 【請求項３】 請求項１に記載の増幅回路において、上
    記フィルタ（ＨＳ１，ＨＳ２）は、デカップリングステ
    ージ（ＥＦ）によって結合されることを特徴とする、増
    幅回路。
  4. 【請求項４】 請求項１に記載の増幅回路において、上
    記デカップリングステージは、エミッタホロワ（ＥＦ）
    によって形成されることを特徴とする、増幅回路。
  5. 【請求項５】 請求項１に記載の増幅回路において、上
    記フィルタ（ＨＳ１，ＨＳ２）は、高調波フィルタによ
    って形成されることを特徴とする、増幅回路。
  6. 【請求項６】 請求項１に記載の増幅回路において、ア
    ナログ及びデジタル信号の代わりに、類似の特性を有す
    る信号もまた処理され得ることを特徴とする、増幅回
    路。
  7. 【請求項７】 請求項１に記載の増幅回路において、上
    記フィルタ（ＨＳ１，ＨＳ２）は、カスケード回路にお
    いて配置されることを特徴とする、増幅回路。
  8. 【請求項８】 請求項１に記載の増幅回路において、上
    記受信された信号は、中間周波信号（ＺＦ）であること
    を特徴とする、増幅回路。
  9. 【請求項９】 請求項１に記載の増幅回路において、全
    群遅延時間プロファイルは、上記高調波フィルタ（ＨＳ
    １，ＨＳ２）の群遅延時間を通して変更され得ることを
    特徴とする、増幅回路。
  10. 【請求項１０】 請求項１に記載の増幅回路において、
    全振幅周波数応答プロファイルは、上記高調波フィルタ
    （ＨＳ１，ＨＳ２）の振幅周波数応答を通して変更され
    得ることを特徴とする、増幅回路。
JP12399197A 1996-05-15 1997-05-14 増幅回路 Expired - Lifetime JP4050354B2 (ja)

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