JPH11103108A - 温度依存型定電流発生回路およびこれを用いた光半導体素子の駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】ＬＤの閾値電流の温度変動に忠実に追随し、温
度補償特性の精度に優れた直流バイアス電流を発生で
き、小型・低コストでＴＴＨの光加入者系や光配線用の
ＬＤ駆動回路などに有用な温度依存型定電流発生回路を
提供する。 【解決手段】電源電圧や温度変化に対して安定な基準電
圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧発生回路１と、基準電圧
Ｖｒｅｆを基に安定化電圧Ｖｇを発生する安定化電圧発
生回路２と、基準電圧Ｖｒｅｆを分圧する分圧回路４
と、分圧回路４の出力電圧を増幅するエミッタ接地増幅
回路５と、増幅回路５の出力電流と逆向きの電流を出力
するカレントミラー回路６と、安定化電圧発生回路２の
出力端とカレントミラー回路６の出力端との間に接続さ
れた電流−電圧変換抵抗３と、抵抗３の電流入力端に発
生した電圧を入力とするバッファ増幅回路７と、増幅回
路７の出力によって駆動される電流帰還型の出力段増幅
回路８を有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は定電流発生回路に係
り、特に光伝送装置や光配線など、半導体レーザを光源
とする光出力装置の発光特性を一定に保つフィードフォ
ワード型レーザ駆動回路に適した温度依存型定電流発生
回路およびこれを用いて半導体レーザのような光半導体
素子を駆動する駆動回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、光通信や光データリンクが急速に
普及してきている。これらの用途に使用される光伝送装
置では、半導体レーザ（レーザダイオード：ＬＤ）を直
接強度変調して光信号を発生させ、光ファイバなどの光
伝送媒体を経由して伝送する構成が一般的となってい
る。

【０００３】特に、各家庭での光通信利用を目論むＦＴ
ＴＨ（Fiber To The Home ）などの光加入者系を始めと
して、データリンクの中でも光配線などに使用する送信
モジュールにおいては、強度変調方法として、オフ状態
ではＬＤに流す直流バイアス電流を閾値電流以下に保
ち、オン時には完全なレーザ発振状態が得られ、かつ、
必要な出力強度が得られるだけの振幅のパルス電流を印
加して、オン・オフ電流比（消光比）をできるだけ大き
くする駆動方式が採られている。

【０００４】ここで、伝送すべき信号が比較的低周波の
場合には、ＬＤのオフ状態でのバイアス電流を完全に零
とする零バイアス駆動が用いられている。しかし、伝送
すべき信号の周波数が高くなると、単純に零バイアス駆
動を適用することは、以下の理由から難しくなる。

【０００５】使用するＬＤによって決まるキャリア寿命
をτとし、ＬＤの閾値電流をＩｔｈ、ＬＤに流す直流バ
イアス電流をＩｂ、伝送すべき信号に応じたパルス電流
振幅をＩｐとしたとき、ＬＤのレーザ発振遅延時間Ｔｄ
は、 Ｔｄ＝τ＊ｌｎ（Ｉｐ／（Ｉｐ＋Ｉｂ−Ｉｔｈ）） （１） で与えられることが知られている。一般にτはナノ秒オ
ーダーのため、１００Ｍｂ／ｓ以上の信号伝送速度を要
求される場合には、上記式（１）の対数項の値を０．１
以下のできるだけ小さく値とすることが重要となる。完
全な零バイアス状態（Ｉｂ＝０）でこれを実現するに
は、Ｉｐ／Ｉｔｈの比を０．１以下にする、すなわちＩ
ｐの値をＩｔｈに比べ１０倍よりずっと大きくする必要
があり、パルス電流振幅Ｉｐを必要なレーザ強度を得る
値よりも大きく設定せざるを得ず、その結果、駆動回路
を強力にする必要があると同時に、消費電力が大きくな
るという問題があった。

【０００６】一方、ＬＤに閾値電流Ｉｔｈより僅かに小
さい直流バイアス電流Ｉｂを常に流しておく擬似零バイ
アス駆動方式では、パルス電流振幅Ｉｐ自身はそれ程大
きくしなくともＩｐ／（Ｉｔｈ−Ｉｂ）の比を容易に大
きくできるため、ずっと有利となる。従って、擬似零バ
イアス駆動方式を使えば、ＬＤのレーザ発振遅延時間を
小さくして高周波動作を確保し、同時に大きな消光比を
確保することが可能となる。

【０００７】しかし、この擬似零バイアス駆動方式で
も、直流バイアス電流Ｉｂの制御が難しいという問題が
残る。なぜなら、使用するレーザに固有の特性温度をＴ
０、温度Ｔ＝Ｔｓ（基準温度）における閾値電流をＩｓ
としたとき、任意の温度Ｔでの閾値電流Ｉｔｈは Ｉｔｈ＝Ｉｓ＊ｅｘｐ（（Ｔ−Ｔｓ）／Ｔ０） （２） で表されることが知られており、温度変化に対し非線形
に大きな変化をするためである。例えば、ＩｎＰ系のＬ
Ｄでは特性温度Ｔ０の値が数１０〜１００であるため、
閾値電流Ｉｔｈは１００°の温度変化に対し数倍から１
０倍近い変化を示す。従って、ＬＤの擬似零バイアス駆
動を実現するために直流バイアス電流Ｉｂの値を閾値電
流Ｉｔｈに追随させて、両者の電流差をほぼ一定に保つ
には、直流バイアス電流発生回路自身が閾値電流Ｉｔｈ
と同様の大きな温度依存性を持つことが必須となる。

【０００８】従来の技術では、閾値電流Ｉｔｈの温度変
動に正しく追随でき、かつ簡易であって、しかも種々の
特性のＬＤに対して適用できるような直流バイアス電流
発生回路は実現されていない。例えば、従来のＬＤの閾
値バイアス電流の温度補償方式としては、直流バイアス
電流の微分値を調べ、閾値電流の近傍でその変曲点を探
して固定する方式や、実際のＬＤの発光強度をモニタし
て直流バイアス電流にフィードバックする方式などが知
られているが、これらは何れも大掛かりな検出・帰還回
路を必要とするため、ＦＴＴＨの光加入者系や光配線用
のＬＤ駆動回路のようにコンパクトなＩＣ化が不可欠な
用途に対しては、その適用が不可能に近かった。

【０００９】一方、ＬＤは閾値電流Ｉｔｈばかりでなく
発光強度も温度特性を持ち、特性温度Ｔ０′を定数とし
て温度と共に減少する指数関数で表わされることが知ら
れている。このＬＤ発光強度の温度依存性を表す特性温
度Ｔ０′の値は、閾値電流の温度依存性を表す特性温度
Ｔ０と異なって数１００程度と大きいため、発光強度は
温度変化に対して閾値電流ほどの大きな変化は生じない
が、温度補償が必要な場合も多い。従来、光通信では光
伝送信号の大きさを一定に保って信号品質の劣化を抑え
る目的で、ＬＤの発光強度を一定に保つＡＰＣ（Automa
tic Power Control ）回路が使用されてきた。アクティ
ブな帰還による厳密な制御を狙い、ＬＤ出力の一部をＰ
Ｄ（光検出器）でモニタしてＰＤにフィードバックする
大掛かりなＡＰＣ回路が普通に使われている。

【００１０】また、最近ではＬＤの性能向上により物理
特性の均一性と安定性が良くなってきたため、ＬＤの温
度特性はほぼ一定と見なしてフィードフォワード型の安
定化回路が使われるようになってきている。すなわち、
簡便にＬＤの発光強度を温度補償する方法として、パッ
シブにフィードフォワード制御でＬＤの発光強度を制御
する方式である。

【００１１】このようなフィードフォワード型ＡＰＣ回
路におけるＬＤ発光強度の温度補償方式として、特開平
３−２１４９３５や特開平８−１３９４１０に例示され
るように、予めＬＤの特性を把握しておき、（ａ）ＩＣ
内のダイオードの温度依存性を使って粗い近似を行う方
式、（ｂ）サーミスタを選別して近似精度を上げる方
式、（ｃ）何種類かの抵抗を切換えて折れ線で近似する
方式、（ｄ）ＬＤの特性をメモリに記憶しておき、Ｄ／
Ａ変換器を用いて厳密に調節する方式、などが考案され
ている。また、特開平７−７６２８７に開示されている
ように、バンドギャップ基準電圧源を変形した電圧源と
エミッタフォロワおよび電流帰還増幅器を組合わせた方
式もある。

【００１２】しかしながら、これらの何れの方式におい
ても、温度変化に対する補償特性が不十分で温度範囲が
限定されたり、あるいは特性を合わせるための調整個所
が多かったり、調整そのものが煩雑であったりするとい
う問題がある。また、これらの問題が少ないものでは、
代わりに複雑な回路を必要としてチップ面積が大きくな
ったり、特定のＬＤには適用できるが、少し特性温度が
違ったものには適用できない、などの欠点があった。

【００１３】一方、最近、マルチメディア機器の高性能
化に伴い、ツイステッドペアケーブルや同軸ケーブルに
代えて、低消費電力でありながら１００Ｍｂｐｓ以上の
高周波信号を通過させることができる光インターコネク
トの必要性が高まっている。システム側からの低消費電
力化の要求の高まりに対応して、光インターコネクトに
使用される半導体レーザなどの光半導体素子を駆動する
駆動回路においても、必然的に使用される電源電圧は低
下する傾向にある。

【００１４】このような光半導体素子を駆動する駆動回
路では、電源電圧の低下に伴って内部回路の動作マージ
ンが低くなり、光半導体素子に印加できる電圧の動作マ
ージンは小さくなるという問題がある。特に、駆動回路
の出力段に通常使用される差動型電流スイッチ回路で
は、高温動作領域で出力段の前段のエミッタフォロワ回
路の温度変動を含めてスイッチ回路を構成するトランジ
スタのエミッタ電位が上昇するため、高周波動作に必要
なコレクタ・エミッタ間の電圧を一定に保つと、必然的
にエミッタ電位の上昇分だけ負荷に印加できる電圧が小
さくなり、結果的に光半導体素子の動作マージンが小さ
くなる。

【００１５】さらに、半導体レーザや発光ダイオードな
どの光半導体発光素子では、一般に高温になるに従い発
光効率が低下するため、逆に素子に注入すべき電流は増
加し、印加すべき電圧が増大する。これらのことから、
従来の駆動回路では電源電圧の低下の要求に十分応える
ことができないという問題がクローズアップされてい
る。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、高速
の光データリンクを実現すべく発振遅延時間を小さくし
て高周波動作を確保し、同時に大きな消光比を確保する
ために半導体レーザに閾値電流より僅かに小さい直流バ
イアス電流を常時流す擬似零バイアス駆動方式では、指
数関数的に大きな温度依存性をもって変化する半導体レ
ーザの閾値電流の温度変動に忠実に追随できるような直
流バイアス電流を発生する回路が必要となるが、従来の
技術ではそのような直流バイアス電流発生回路を実現す
ることが難しく、ある特定の特性を持つ半導体レーザだ
けに限定して温度補償特性が適用可能であったり、大掛
かりな検出・帰還回路を必要とするため、コストが上が
ると同時に、本質的に小型化が難いという問題点があっ
た。

【００１７】また、従来の技術ではフィードフォワード
型ＡＰＣ回路で半導体レーザの発光強度の温度補償を行
う種々の方式が提案されているが、何れの方式において
も温度変化に対する補償特性が不十分で温度範囲が限定
されたり、特性を合わせるための調整個所が多かった
り、調整そのものが煩雑であったり、あるいは複雑な回
路を必要としてチップ面積が大きくなったり、特定の特
性の半導体レーザには適用できるが特性温度が違ったも
のには適用できない、などの問題点があった。

【００１８】さらに、半導体レーザなどの光半導体素子
を非常に高い周波数で駆動する従来の駆動回路では、特
に高温動作領域になると、電源電圧の低下に伴って内部
回路の動作マージンが低くなり、光半導体素子に印加で
きる電圧の動作マージンは小さくなるばかりでなく、発
光効率の低下により素子に注入すべき電流は増加し、印
加すべき電圧が増大するため、電源電圧の低下の要求に
十分応えることができないという問題があった。

【００１９】本発明は、上記した従来の問題点を解決す
るためになされたもので、半導体レーザの閾値電流の温
度変動に忠実に追随し、かつ温度補償特性の精度に優れ
た直流バイアス電流を発生でき、しかも小型・低コスト
であってＦＴＴＨの光加入者系や光配線用の半導体レー
ザ駆動回路などに広く適用でき、さらに半導体レーザの
出力強度の温度補償にも適用可能な温度依存型定電流発
生回路を提供することを目的とする。

【００２０】しかも、適用範囲が限定的でなく、半導体
レーザの特性温度の広い範囲の値に対応して調整可能な
特徴を持たせることができ、多チャンネル光配線や多出
力のＦＴＴＨ光送信モジュールのようなアレイ駆動回路
にも適用できる温度依存型定電流発生回路を提供するこ
とを目的とする。

【００２１】さらに、本発明はこのような温度依存型定
電流発生回路を用いて、半導体レーザなどの光半導体素
子を高温動作領域でも低電圧電源で安定して駆動でき、
電源電圧低下の要求に容易に応えることができる駆動回
路を提供することを目的とする。

【００２２】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、本発明に係る温度依存型定電流発生回路は、所定の
基準電圧を基準として安定化電圧を発生する安定化電圧
発生回路と、基準電圧を分圧する分圧回路と、この分圧
回路の分圧出力端にベースまたはゲートが接続され、エ
ミッタまたはソースが接地されたトランジスタを含む電
流増幅回路と、この電流増幅回路から出力される電流と
逆向きの電流を出力するカレントミラー回路と、安定化
電圧発生回路の出力端に一端が接続され、カレントミラ
ー回路の出力端に他端が接続された電流−電圧変換抵抗
と、この電流−電圧変換抵抗の他端に発生した電圧を入
力とするバッファ増幅回路と、このバッファ増幅回路の
出力端にベースまたはゲートが接続されたトランジスタ
および該トランジスタのエミッタまたはソースに接続さ
れた電流帰還抵抗からなり、該トランジスタのコレクタ
またはドレインに負荷が接続される出力段増幅回路とを
備えたことを特徴とする。

【００２３】基準電圧は電源電圧や動作温度の変動に対
して一定の電圧であるのに対して、安定化電圧発生回路
は基準電圧より高く、定電流発生回路から基準温度の下
で所望の値の出力電流を発生できる電圧よりは僅かに低
く、その温度で電流−電圧変換抵抗に流入した電流で生
じる端子間電圧分だけ低い値に設定される。

【００２４】電流−電圧変換抵抗の一端には安定化電圧
発生回路からの温度に依存しない安定化電圧が印加さ
れ、他端には安定化電圧とカレントミラー回路からの出
力電流を電流−電圧変換した温度に依存する電圧とを加
算した電圧が発生する。一方、電流増幅回路において
は、基準電圧を分圧回路で分圧した電圧がトランジスタ
のベースまたはゲートに加えられ、このトランジスタの
コレクタまたはドレインに温度に依存して指数関数的に
変化する電流が電流増幅回路の出力電流として流れる。
そして、カレントミラー回路からは電流増幅回路の出力
電流と逆向きで温度に依存して指数関数的に変化する電
流が出力され、電流−電圧変換抵抗に他端側から流入す
る。

【００２５】このようにして電流−電圧変換抵抗のカレ
ントミラー回路からの電流入力端には、基準温度におい
て定電流発生回路から所望の値の出力電流を発生させ、
かつ基準温度以外では温度に対して指数関数的に変化す
るような電圧が発生する。従って、この電流−電圧変換
抵抗の電流入力端に発生する電圧をバッファ増幅回路を
介して出力段増幅回路における出力トランジスタのベー
スまたはゲートに印加することにより、出力トランジス
タのコレクタまたはドレインから、基準温度で所望の値
を持ち、温度に対して指数関数的に変化するような温度
補償された出力電流を負荷に供給することができる。こ
の場合、電流−電圧変換抵抗の電流入力端で発生した電
圧をバッファ増幅回路、つまり利得が１の増幅回路によ
りインピーダンスを下げて出力段増幅回路に入力するこ
とによって、出力段増幅回路の入力電圧が負荷の変動を
受けないようにすることができる。

【００２６】このように本発明の温度依存型定電流発生
回路では、基準温度で所望の電流値を持ち、かつ温度変
化に依存して指数関数的に変化する出力電流が得られる
ため、ＬＤの駆動回路に適用した場合、ＬＤの閾値電流
の温度変動に常に追随し、かつ閾値電流より僅かに小さ
い直流バイアス電流を精度よく発生してＬＤに流すこと
ができ、従来では困難であった擬似零バイアス駆動が可
能となる。この場合、安定化電圧発生回路から発生され
る安定化電圧や電流−電圧変換抵抗に発生する電圧の関
係を前述のように選ぶことによって、出力電流の温度に
依存する成分と温度に依存しないオフセット成分を独立
に設定することができる。

【００２７】また、分圧回路の分圧比は基準電圧の絶対
値と、電流増幅回路の特性（例えばトランジスタのベー
ス・エミッタ間電圧）と、電流−電圧変換抵抗の抵抗
値、および定電流発生回路からの出力電流の温度依存性
（特性温度）に依存して決められるが、これらのうち特
性温度を除いた値を固定値として設計できるので、分圧
比を適宜調整することによって、出力電流の特性温度を
任意に調整できる。すなわち、基準電圧と電流−電圧変
換抵抗の値が決まれば、分圧回路の分圧比を変えること
により、出力電流の温度依存性（特性温度）を変えるこ
とができる。また、電流−電圧変換抵抗の値を調整する
ことによっても、出力電流の温度依存性（特性温度）を
調整することができる。

【００２８】さらに、カレントミラー回路を構成する入
力側および出力側トランジスタのサイズを前者より後者
が大きくなるようにすることによって、カレントミラー
回路に電流増幅作用を持たせれば、電流増幅回路の出力
電流が比較的小さい場合でも所期の動作を実現すること
ができる。

【００２９】本発明に係る温度依存型定電流発生回路に
おいては、上記のカレントミラー回路を取り除き、分圧
回路の分圧出力端にベースまたはゲートが接続され、エ
ミッタまたはソースが接地されたトランジスタを含む電
流増幅回路を電流吐き出し型の回路として構成し、この
電流吐き出し型電流増幅回路の出力端に電流−電圧変換
抵抗の他端を接続してもよい。

【００３０】さらに、本発明においてはバッファ増幅回
路の出力端と出力段増幅回路のトランジスタのベースま
たはゲートとの間に、コレクタまたはドレインが接地さ
れた増幅回路（トランジスタにバイポーラトランジスタ
を用いた場合は、エミッタフォロワ回路）を挿入しても
よく、このようにすることによって、追加された増幅回
路の電流増幅機能により、出力段増幅回路の安定性を維
持しつつ出力電流を大きくすることができる。

【００３１】また、このバッファ増幅回路と出力段増幅
回路に挿入した増幅回路以降の回路を多段に設置するこ
とによって、アレイ出力タイプの定電流発生回路を実現
することもでき、その場合、追加された増幅回路にアレ
イ出力の各チヤンネル間のアイソレーション機能を兼ね
備えるようにすることが可能である。

【００３２】一方、本発明に係る光半導体素子の駆動回
路は、上述した温度依存型定電流発生回路に負荷として
光半導体素子を接続すると共に、差動入力信号を増幅す
るリミット型差動増幅回路と、このリミット型差動増幅
回路の二つの出力をそれぞれ入力とするコレクタまたは
ドレインが接地された一対のトランジスタを含む一対の
中間増幅回路と、これら一対の中間増幅回路の出力がそ
れぞれのベースまたはゲートに入力され、一方のコレク
タまたはドレインが光半導体素子に接続される一対のト
ランジスタからなる電流スイッチ回路とを備えたことを
基本的な特徴とする。

【００３３】ここで、リミット型差動増幅回路はエミッ
タまたはソースが共通に接続された差動対トランジスタ
と、この差動対トランジスタのエミッタまたはソースの
共通接続点に接続された定電流源と、差動対トランジス
タのコレクタまたはドレインにそれぞれの一端が接続さ
れた二つの負荷抵抗と、これらの負荷抵抗と電源との間
に接続されたレベルシフト抵抗とを有する。

【００３４】このように構成された駆動回路において、
トランジスタがバイポーラトランジスタの場合を例にと
ると、最終段の電流スイッチ回路のトランジスタのエミ
ッタ電位は温度変動に対して、中間増幅回路を構成する
エミッタフォロワ回路のトランジスタと電流スイッチ回
路のトランジスタのベース・エミッタ間電圧の和である
ダイオード２個分の温度変動に相当する変動が生じる。
この温度変動分は、以下のように相殺される。

【００３５】すなわち、第１の態様ではリミット型差動
増幅回路におけるレベルシフト抵抗と負荷抵抗との接続
点に、温度依存性を持つ定電流源が接続される。この温
度依存型定電流源は、前述の温度依存型定電流発生回路
によって制御されるようにしてもよい。この温度依存型
定電流源からの電流により、レベルシフト抵抗にダイオ
ード２個分の温度係数を相殺するような正の温度係数を
持った電圧が発生することによって、電流スイッチ回路
のトランジスタのエミッタ電位は温度変動に対して一定
に保たれるので、このトランジスタが高速動作に必要な
コレクタ・エミッタ間電圧を一定値以上確保しても、負
荷である光半導体素子に印加できる電圧は変化せず、温
度上昇に伴う負荷の動作マージンの減少は起こらない。
また、従来の駆動回路では種々の外的変動を考慮してか
なりのマージンを内部回路に振り分けていたが、本発明
によると電源電圧の変動だけを見込んだ低バイアス設定
が可能となり、余分なマージンを全面的に負荷に振り替
える設計を行うことで、負荷の動作マージンのさらなる
拡大が可能となる。

【００３６】第２の態様によると、差動対トランジスタ
のエミッタまたはソースの共通接続点に接続された定電
流源が温度依存性を持つように構成される。この温度依
存型定電流源も、前述の温度依存型定電流発生回路によ
って制御されるようにしてもよい。第３の態様による
と、レベルシフト抵抗として、ダイオード２個分の電圧
降下を生じるように抵抗値が設定された正の温度係数を
持つ感温抵抗素子が使用される。これら第２および第３
の態様によっても、同様の効果が期待できる。このよう
に本発明の光半導体素子の駆動回路によれば、光半導体
素子を低電圧電源で安定して駆動でき、電源電圧低下の
要求に容易に応えることができる。

【００３７】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を説明する。 （第１の実施形態）図１は、本発明の第１の実施形態に
係る温度依存型定電流発生回路を示す回路図であり、バ
イポーラトランジスタを用いて構成した例である。

【００３８】基準電圧発生回路１は、電源電圧または接
地電位を基準電位として、バイポーラトランジスタのベ
ース・エミッタ間順方向降下電圧（以下、単にベース・
エミッタ間電圧という）より高く、かつ電源電圧および
動作温度の変化に影響されない一定の基準電圧Ｖｒｅｆ
を発生する回路である。

【００３９】この基準電圧発生回路１としては、例えば
基本的なバンドギャップ電圧基準電源を用いてもよい
が、より望ましくは後述するように電源変動に対する安
定度をさらに高めた回路（特願平９−７３９８５）を使
用するとよい。シリコンバイポーラトランジスタを用い
た例では、接地電位を基準点として１．２Ｖ程度の安定
な電圧が得られ、ｎｐｎトランジスタのベース・エミッ
タ間電圧より十分に大きな電圧が出力される。

【００４０】基準電圧発生回路１から発生される基準電
圧Ｖｒｅｆは、安定化電圧発生回路２と分圧回路４に供
給される。安定化電圧発生回路２の出力端は、電流−電
圧変換抵抗３の一端に接続される。この安定化電圧発生
回路２は、基準電圧Ｖｒｅｆと電圧の安定度は同程度
で、電圧値はＶｒｅｆより高い安定化電圧Ｖｇを発生す
る。

【００４１】ここで、安定化電圧Ｖｇは定電流発生回路
から基準温度Ｔｓの下で所望の値の電流Ｉｓを出力でき
る電圧よりは僅かに低い値、具体的にはその温度で電流
−電圧変換抵抗３に流入した電流で生じる端子間電圧分
だけ低い値に設定される。このようにすることにより、
定電流発生回路の出力電流を温度に依存する成分と温度
に依存しないオフセット成分とに分離して独立に設計で
きる。

【００４２】電流−電圧変換抵抗３の他端に発生した電
圧は、後述するようにバッファ増幅回路７および出力段
増幅回路８を介して最終的に電流に変換された後、負荷
９に供給される。電流−電圧変換抵抗３に流れる電流
は、この抵抗３に発生する電圧の温度変化を全て担わせ
る必要があるため、温度に対して非線形に変化する特性
を持たせる必要がある。

【００４３】これを実現するために、本実施形態では基
準電圧発生回路１から発生される基準電圧Ｖｒｅｆを基
準電圧発生回路１の出力端子と低電位側電源Ｖｅｅ（例
えば接地）との間に直列に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２か
らなる分圧回路４で分圧するようにし、この分圧回路の
分圧出力端（抵抗Ｒ１とＲ２の接続点）に、ｎｐｎトラ
ンジスタＱ１のベースが接続されている。トランジスタ
Ｑ１は、エミッタに接続された抵抗Ｒ３とともに電流帰
還型エミッタ接地増幅回路５を構成しており、このトラ
ンジスタＱ１のコレクタから温度変化に対して指数関数
的に変化する電流が出力される。

【００４４】分圧回路４の分圧比Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）
は、基準電圧Ｖｒｅｆの絶対値と、トランジスタＱ１の
ベース・エミッタ間電圧と、電流−電圧変換抵抗３の抵
抗値ＲＧと、最終的に負荷９に供給すべき出力電流の温
度依存性を規定する特性温度Ｔ０に依存して決められ
る。実際には、これらのうち特性温度Ｔ０を除いた値を
固定値として設計できるので、分圧比を適宜調整するこ
とによって特性温度Ｔ０を任意に調整できる。

【００４５】すなわち、基準電圧Ｖｒｅｆと電流−電圧
変換抵抗３の値ＲＧが決まれば、分圧回路４の分圧比を
変えることにより、負荷９に供給する出力電流の温度依
存性（特性温度Ｔ０）を変えることができる。負荷９の
特性が正確に測定されているときには、分圧比は全動作
温度範囲で温度に対して指数関数的に変化する電流出力
特性が精度良く近似できるように、最適化して決められ
る。なお、抵抗Ｒ１，Ｒ２の値はトランジスタＱ１のベ
ースの最大電流よりは５倍以上大きなバイアス電流を流
せる値に設定される。

【００４６】一般に、このような顕著な非線形特性に対
して精度の良い近似結果を得るためには、つまり負荷９
に流す出力電流の温度特性を指数関数特性に精度よく近
づけるには、電流帰還抵抗Ｒ３のない完全なエミッタ接
地増幅回路とするよりは、本実施形態のように電流帰還
抵抗Ｒ３を設けて電流帰還型に構成したエミッタ接地増
幅回路５を用いる方が良い結果が得られる。エミッタ接
地増幅回路５のトランジスタＱ１として通常のトランジ
スタを用いた場合、電流帰還抵抗Ｒ３の値としては１０
０Ω以上、５ｋΩ以下の範囲が適当である。

【００４７】エミッタ接地増幅回路５においては、出力
電流がトランジスタＱ１のコレクタに吸い込まれる向き
に流れるが、温度変化に対して非線形に増加する電圧を
電流−電圧変換抵抗３に発生させる必要があるため、高
電位側電源Ｖｃｃ（例えば正電源）の側から電流を電流
−電圧変換抵抗３に供給する電流吐き出し回路が必要で
ある。この電流吐き出し回路として、本実施形態ではカ
レントミラー回路６が設けられている。

【００４８】カレントミラー回路６は、トランジスタＱ
１のコレクタから出力される電流をミラー反転して出力
する回路であり、Ｑ１とは相補型のトランジスタ、すな
わちｐｎｐトランジスタＱ２，Ｑ３で構成される。ま
た、このカレントミラー回路６では直線性良く動作させ
るために抵抗Ｒ６を併用している。

【００４９】エミッタ接地増幅回路５におけるトランジ
スタＱ１のコレクタから出力される電流は、このカレン
トミラー回路６においてトランジスタＱ２により電圧に
変換され、この電圧がトランジスタＱ３によって再び電
流に変換される。カレントミラー回路６は、この例のよ
うにトランジスタＱ２，Ｑ３と抵抗Ｒ６からなる簡単な
構成でも直線性の良い動作を実現できるが、勿論、さら
に素子数を増やしてより高性能のカレントミラー回路を
用いることもできる。

【００５０】ここで、トランジスタＱ１のコレクタ電流
が小さく、これを増幅する必要がある場合には、カレン
トミラー回路６を構成するトランジスタＱ２およびＱ３
のサイズ、つまりエミッタ面積を異ならせ、Ｑ２のエミ
ッタ面積ｍに対してＱ３のエミッタ面積ｎを大きくすれ
ばよい。

【００５１】こうしてカレントミラー回路６から出力さ
れるミラー反転された電流は、電流−電圧変換抵抗３に
他端側から流入して電圧に変換される。この電流−電圧
変換抵抗３に発生する電圧は温度に強く依存する電圧で
あり、これと電流−電圧変換抵抗３の一端に接続された
安定化電圧発生回路２からの温度に依存しない安定化電
圧Ｖｇを加算した電圧が電流−電圧変換抵抗３の他端
（カレントミラー回路６からの電流入力端）より発生さ
れる。

【００５２】この電流−電圧変換抵抗３の電流入力端で
発生した電圧は、その出力インピーダンスが抵抗３の値
ＲＧと同じであり、これは比較的大きいため、出力段増
幅回路８をドライブするための電圧源としては負荷９の
変動に弱く、このまま出力段増幅回路８に供給すること
は好ましくない。そこで、本実施形態では電流−電圧変
換抵抗３の電流入力端から発生される電圧は、利得１の
バッファ増幅回路７によりインピーダンスが下げられた
後、出力段増幅回路８に入力される。

【００５３】出力段増幅回路８は、ｎｐｎ型の出力トラ
ンジスタＱ４とそのエミッタに接続された電流帰還抵抗
Ｒ４からなる電流帰還型エミッタ接地増幅回路であり、
バッファ増幅回路７の出力は出力トランジタＱ４のベー
スに入力される。出力トランジスタＱ４のコレクタから
の出力電流には、もともと大きな温度依存性を持たせて
指数関数的な温度特性を得ようとしているのであるか
ら、電流帰還抵抗Ｒ４はそれ程大きな値である必要はな
く、これを流れる電流値との積が０．１〜２．０Ω・Ａ
程度の範囲となるように抵抗値を設定すると良い。出力
トランジスタＱ４のコレクタから出力される電流は、Ｌ
Ｄなどの負荷９に供給される。

【００５４】なお、前述した通り分圧回路４の分圧比
（抵抗Ｒ１，Ｒ２の値）を変えることによって、出力ト
ランジスタＱ４のコレクタからの出力電流の温度特性、
つまり特性温度Ｔ０が変わり、また分圧比を固定した場
合には電流−電圧変換抵抗３の値ＲＧを大きくすること
によって、特性温度Ｔ０だけが上昇するようにすること
ができる。すなわち、本実施形態の変形として、電流−
電圧変換抵抗３の値ＲＧを可変として特性温度を可変と
してもよいし、分圧回路４の分圧比を可変として特性温
度を変えられるようにしてもよい。

【００５５】以上のようにして、本実施形態の温度依存
型定電流発生回路によれば、ＬＤの閾値電流の温度変動
に追随して精度よく変化する出力電流を出力段増幅回路
８から負荷９であるＬＤに直流バイアス電流として供給
することができ、これによって従来では困難であった擬
似零バイアス駆動が可能となる。

【００５６】（第２の実施形態）図２に、本発明の第２
の実施形態に係る定電流発生回路を示す。図１に示した
第１の実施形態の定電流発生回路は、出力電流が比較的
小さいときに適した構成例である。これに対して、図２
に示す第２の実施形態はより大きな出力電流を発生可能
な定電流発生回路であり、バッファ増幅回路７と出力段
増幅回路８との間に、トランジスタＱ５とそのエミッタ
に接続された抵抗Ｒ５とからなるエミッタフォロワ回路
１０を挿入している。

【００５７】本実施形態によれば、第１の実施形態と同
様に良好な特性を実現できる上、エミッタフォロワ回路
１０の電流増幅機能によって、より大電流の出力が可能
である。このようにすると、大電流出力を可能とするた
めに例えば出力段増幅回路をダーリントン接続とした場
合に比較して安定度を高く保つことができる。

【００５８】この場合、当然のことながら新たなエンフ
ァシス回路の追加によって回路に新たな温度特性が含ま
れるので、第１の実施形態で決められた最適な回路定数
を本実施形態の構成に応じて適宜修正が必要であること
はいうまでもない。

【００５９】また、本実施形態の構成を拡張して、バッ
ファ増幅回路７の後段にエミッタフォロワ回路以降の出
力回路を多段に設置することも可能であり、アレイ出力
タイプの定電流発生回路を実現することもできる。その
ときのエミッタ・フォロワ回路は、電流を増幅する機能
ばかりでなく、アレイ出力の各チヤンネル間のアイソレ
ーションを確保する機能も果たす。

【００６０】（第３の実施形態）図３に、本発明の第３
の実施形態に係る定電流発生回路を示す。本実施形態で
は、第１、第２の実施形態におけるカレントミラー回路
６に代わって、ｐｎｐトランジスタＱ１０とそのエミッ
タに接続された抵抗Ｒ１３からなる電流吐き出し型エミ
ッタ接地増幅回路１２を設け、基準電圧発生回路１から
の基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ１１，Ｒ１２からなる分圧
回路１１で分圧してトランジスタＱ１０のベースに加え
ることによって、この電流吐き出し型エミッタ接地増幅
回路１２から温度変化に対して指数関数的に変化する電
流を直接、電流−電圧変換抵抗３の電流入力端側に供給
するようにしている。言い換えれば、本実施形態は基本
的には第１、第２の実施形態のトランジスタＱ１および
抵抗Ｒ２で構成されるエミッタ接地増幅回路を反転した
構成となっている。

【００６１】本実施形態によると、第１、第２の実施形
態に比較して素子数の少ないより簡単な構成によって所
期の目的を達成することができる。 （第４の実施形態）図４に、本発明の第４の実施形態に
係る定電流発生回路を示す。本実施形態は図３に示した
第３の実施形態を改良し、低電位側電源Ｖｅｅの電位を
基準とする基準電圧Ｖｒｅｆ１を安定化電圧発生回路２
に対して供給する第１の基準電圧発生回路１−１と、こ
れとは相補的な高電位側電源Ｖｃｃの電位を基準とする
基準電圧Ｖｒｅｆ２を分圧回路１１に供給する第２の基
準電圧発生回路１−２を設けたものである。

【００６２】第３の実施形態では電源Ｖｃｃ，Ｖｅｅが
非常に安定であることが要求されるが、本実施形態によ
ると電源Ｖｃｃ，Ｖｅｅの変動があっても第１、第２の
実施形態に近い特性を得ることができる。

【００６３】（第５の実施形態）図５は、本発明の第５
の実施形態として、より具体化された定電流発生回路の
回路例を示している。基準電圧発生回路１は、特願平９
−７３９８５で本発明者らが提案した改良された回路を
使用している。すなわち、この基準電圧発生回路１はト
ランジスタＱ１１〜Ｑ１４および抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４で
構成される定電流発生部と、この電流発生部からの出力
電流により駆動される、トランジスタＱ１５〜Ｑ１８、
抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７およびキャパシタＣ１１，Ｃ１２で
構成されるバンドギャップ基準電圧発生部とからなり、
定電流発生部にトランジスタＱ１２，Ｑ１３および抵抗
Ｒ１３を付加した点が特徴的となっている。

【００６４】トランジスタＱ１２，Ｑ１３は同一サイズ
であり、トランジスタＱ１３はダイオード接続されてお
り、そのコレクタは抵抗Ｒ１３を介して高電位側電源Ｖ
ｃｃに接続され、エミッタは基準電圧Ｖｒｅｆの出力端
に接続されている。ここで、電源Ｖｃｃの電圧から基準
電圧ＶｒｅｆとトランジスタＱ１３からなるダイオード
の順方向降下電圧を差し引いた値をダイオードに流した
い電流値Ｉｂで割った値を抵抗Ｒ１３の抵抗値として選
んでいる。この抵抗値はダイオードの微分抵抗より十分
に大きく選ぶことができる。さらに、抵抗Ｒ１２の値を
Ｖｒｅｆ／Ｖｂとなるように選び、トランジスタＱ１２
のコレクタにベース電圧以上の電圧を印加しているとき
は、抵抗Ｒ１２の両端の電位差は温度や電源Ｖｃｃの電
圧変動によらずＶｒｅｆに保たれる。

【００６５】すなわち、定電流発生部のカレントミラー
回路を構成するｐｎｐトランジスタＱ１１，Ｑ１４を同
一サイズとし、トランジスタＱ１１，Ｑ１４のエミッタ
に接続された抵抗Ｒ１１，Ｒ１４を同じ値とすることに
よって、トランジスタＱ１４から温度補償された一定の
電流Ｉｂが出力され、この電流Ｉｂがバンドギャップ基
準電圧発生部に注入される。ここで、バンドギャップ基
準電圧発生部の素子値をＶｒｅｆの温度依存性が最小と
なるように調整することによって、電源電圧変動に対し
ても温度変動に対しても安定化された基準電圧Ｖｒｅｆ
を発生させることができる。

【００６６】安定化電圧発生回路２は、トランジスタＱ
１９〜Ｑ２３と抵抗Ｒ１８〜Ｒ２２，Ｒ２４〜Ｒ２６お
よびキャパシタＣ１３，Ｃ１４からなる二段の差動誤差
増幅器と、トランジスタＱ２４とその負荷抵抗Ｒ２３か
らなるエミッタ接地増幅回路の組合わせで、Ｖｇ＝（１
＋Ｒ１４／Ｒ１５）×Ｖｒｅｆなる値を有し、Ｖｒｅｆ
と同等の安定度を持つ安定化電圧Ｖｇを発生する。二段
の差動誤差増幅器の一方の差動対トランジスタＱ２１，
Ｑ２２の共通エミッタに接続された定電流源トランジス
タＱ２３は、基準電圧発生回路１内のカレントミラー回
路を構成するトランジスタＱ１１，Ｑ１４と同一の電流
が流れるように構成される。

【００６７】この安定化電圧発生回路２の出力端は、図
１〜図４の抵抗３に相当する電流−電圧変換抵抗ＲＧの
一端に接続されると共に、キャパシタを介して低電位側
電源Ｖｅｅに接続される。また、基準電圧発生回路１か
らの基準電圧Ｖｒｅｆは図１および図２のＲ１，Ｒ２に
相当する抵抗Ｒ２７，Ｒ２８からなる分圧回路で分圧さ
れ、図１および図２のＱ１，Ｒ３に相当するトランジス
タＱ２５および電流帰還抵抗Ｒ２９からなるエミッタ接
地増幅回路に入力される。電流−電圧変換抵抗ＲＧの他
端は、図１および図２のＱ２，Ｑ３，Ｒ６に相当するト
ランジスタＱ２６，Ｑ２７および抵抗Ｒ３０からなるカ
レントミラー回路の電流出力端に接続されると共に、キ
ャパシタ１６を介して低電位側電源Ｖｅｅに接続され、
さらに利得１のバッファ増幅回路７に入力される。

【００６８】バッファ増幅回路７は、安定化電圧発生回
路２とほぼ同様に、トランジスタＱ２８〜Ｑ３２と抵抗
Ｒ３１〜Ｒ３５，Ｒ３７およびキャパシタＣ１７，Ｃ１
８からなる二段の差動誤差増幅器と、トランジスタＱ３
３とその負荷抵抗Ｒ３６からなるエミッタ接地増幅回路
によって構成される。また、二段の差動誤差増幅器の一
方の差動対トランジスタＱ２８，Ｑ２９の共通エミッタ
に接続された定電流源トランジスタＱ３０は、基準電圧
発生回路１からの基準電圧Ｖｒｅｆによってバイアスさ
れている。抵抗Ｒ３６の抵抗値は、エミッタフォロワ回
路のトランジスタＱ３４のベース流入電流より大きな電
流が常に流れるように小さい値に選定されており、これ
によってトランジスタＱ３３が遮断することがないよう
になっている。

【００６９】このバッファ増幅回路７の出力は、本実施
形態では抵抗Ｒ３７とキャパシタＣ１９からなる高周波
遮断フィルタを介して、図２のＱ５，Ｒ５に相当するト
ランジスタＱ３４とそのエミッタに接続された抵抗Ｒ３
９からなるエミッタフォロワ回路に入力される。この高
周波遮断フィルタの挿入は、一般に負荷９への出力電流
の高周波雑音を抑えるのに有効であることに加えて、特
にアレイ化出力とした場合に、チャンネル間の高周波ク
ロストークを抑えるのにも有効である。

【００７０】エミッタフォロワ回路の出力は、図１〜図
４のＱ４，Ｒ４に相当する出力トランジスタＱ３５と電
流帰還抵抗Ｒ４０からなる電流帰還型エミッタ接地増幅
器で構成された出力段増幅回路に入力され、出力段トラ
ンジスタＱ３５のコレクタから負荷９に出力電流が供給
される。負荷９は、半導体レーザＬＤとこれに直列接続
された終端抵抗Ｒ４１（通常、５０Ω）で示している
が、これに限らず、任意の負荷で構わない。

【００７１】シリコンバイポーラトランジスタを用いて
構成された図５の設計例に対して、直流バイアス電流出
力の温度依存性のシミュレーション結果とその近似指数
関数との比較をしたのが図６である。特性温度Ｔ０が４
５℃から５８℃までの範囲において、電流−電圧変換抵
抗３の抵抗値ＲＧを３種類に変えるだけで、１００℃の
温度範囲において０．２ｍＡ以下の誤差範囲で表記のオ
フセット指数関数に良く一致していることが分かる。実
際に１．３１μｍで発振するＩｎＰ低閾値レーザの特性
を０℃から８０℃まで測定してプロットすると、Ｔ０＝
５０℃の曲線に０．６ｍＡを足したものとほとんど一致
していた。

【００７２】ＬＤとＩＣチップを熱伝導の良いキャリア
にマウントして同一温度になるようにし、図５の定電流
発生回路を用いれば、かなり正確に擬似零バイアスを実
現することが可能であることが分かる。また、回路のパ
ラメータ値を調節することによって、特性温度を数１０
０℃とし、かつパルス電流出力が数１０ｍＡの１２チャ
ンネルのアレイ型ＬＤ駆動回路の定電流発生回路に適用
した場合も、光出力強度の温度補償が可能であることも
確かめられた。

【００７３】なお、以上の実施形態において基準電圧発
生回路１，１−１，１−２は、本発明の温度依存型定電
流発生回路を構成するＩＣ内に内蔵してもよいし、ＩＣ
外部の基準電圧源を用いても構わない。

【００７４】次に、以上説明した温度依存型定電流発生
回路を用いた駆動回路の実施形態について、負荷が光半
導体素子としての半導体レーザであり、これを送信すべ
き高周波信号に従って駆動する半導体レーザ駆動回路を
例にとり説明する。 （第６の実施形態）図７は、本発明の第６の実施形態に
係る半導体レーザの駆動回路であり、大きく分けてリミ
ット型差動増幅回路２１と、エミッタフォロワ回路で構
成される中間増幅回路２２と、電流スイッチ回路２３
と、第５の実施形態で説明した温度依存型定電流発生回
路２４と、温度依存型定電流源２５とからなっている。
温度依存型定電流発生回路２４は、図５中の一部のみ示
している。

【００７５】リミット型差動増幅回路２１は、差動入力
端子ＩＮ，／ＩＮに入力される差動入力信号を増幅して
一定振幅のパルス電圧を出力する回路であり、差動入力
端子ＩＮ，／ＩＮに差動対トランジスタＱ５１，Ｑ５２
のそれぞれベースが接続されている。トランジスタＱ５
１，５２のエミッタは共通接続され、このエミッタ共通
接続点にトランジスタＱ５３と抵抗Ｒ５３による定電流
源が接続されている。トランジスタＱ５３のベースは、
ベースバイアス源Ｖｂｂに接続されている。トランジス
タＱ５１，Ｑ５２のコレクタには負荷抵抗Ｒ５１，Ｒ５
２の一端がそれぞれ接続され、負荷抵抗Ｒ５１，Ｒ５２
の他端はレベルシフト抵抗Ｒ５０を介して正の電源Ｖｃ
ｃに接続されている。

【００７６】リミット型差動増幅回路２１の出力端子で
あるトランジスタＱ５１，Ｑ５２のコレクタからの出力
電圧は、トランジスタＱ５３，Ｑ５４とそのエミッタ負
荷であるトランジスタＱ５５，Ｑ５６および抵抗Ｒ５
５，Ｒ５６による電流源とで構成されるエミッタフォロ
ワ回路からなる中間増幅回路２２を介して、電流スイッ
チ回路２３のトランジスタＱ５７，Ｑ５８のベースに供
給される。トランジスタＱ５７のコレクタは負荷９を介
して電源Ｖｃｃに接続され、トランジスタＱ５８のコレ
クタは電源Ｖｃｃに直接接続されている。

【００７７】トランジスタＱ５７，Ｑ５８のエミッタに
は、コレクタからの出力パルス電流のリンギングを抑え
るための電流帰還抵抗Ｒ５７，Ｒ５８の一端がそれぞれ
接続されている。電流帰還抵抗Ｒ５７，Ｒ５８はリンギ
ングを抑制するためであるから、その抵抗値は非常に小
さくてよい。電流帰還抵抗Ｒ５７，Ｒ５８の他端は共通
接続され、この共通接続点はトランジスタＱ５９および
抵抗Ｒ５９による定電流源に接続されている。トランジ
スタＱ５９のベースには、制御電圧源Ｖａｃから出力パ
ルス電流の振幅を制御する制御電圧が印加されている。

【００７８】温度依存型定電流発生回路２４のエミッタ
フォロワ回路を構成するトランジスタＱ３４のコレクタ
は負荷９の電源Ｖｃｃに接続され、出力段増幅回路を構
成するトランジスタＱ３５のコレクタは負荷９の電源Ｖ
ｃｃと反対側に接続されている。図中Ｖｄｃは図５中の
バッファ増幅回路７の出力電圧を表し、これは前述した
ように温度依存性を持つ。この出力電圧Ｖｄｃはトラン
ジスタＱ３４のベースに印加される。

【００７９】さらに、本実施形態ではリミット型差動増
幅回路２１におけるレベルシフト抵抗５０と負荷抵抗Ｒ
５１，Ｒ５２との接続点に、温度依存型定電流源２５が
接続されている。この温度依存型定電流源２５はトラン
ジスタＱ６１と抵抗Ｒ６１により構成され、トランジス
タＱ６１のベースは温度依存型定電流発生回路２４内の
トランジスタＱ３４のエミッタに接続されている。すな
わち、トランジスタＱ３４には温度依存性を持つ定電流
が流れるので、このトランジスタＱ３４のエミッタに接
続されたトランジスタＱ６１も温度依存性を持つ定電流
が流れることになる。

【００８０】次に、本実施形態の駆動回路の動作を説明
する。リミット型差動増幅回路２１におけるトランジス
タＱ５１，Ｑ５２のエミッタ共通接続点には、一定のベ
ースバイアス電圧Ｖｂｂがベースに印加されたトランジ
スタＱ５３と抵抗Ｒ５３による定電流源によって、温度
に依存しない一定の電流（Ｉ１とする）が流れる。この
場合、レベルシフト抵抗Ｒ５０にも差動増幅回路２１の
入力に関係なく同じ一定の電流Ｉ１が流れるため、（Ｉ
１・Ｒ５０）なる一定のレベルシフト（電圧降下）が生
じ、抵抗Ｒ５０とＲ５１，Ｒ５２との接続点の電位は、
電源Ｖｃｃの電圧から電圧降下（Ｉ１・Ｒ５０）分だけ
下がった電位（Ｖｃｃ−Ｉ１・Ｒ５０）となる。

【００８１】従って、最終段の電流スイッチ回路２３の
トランジスタＱ５７，Ｑ５８のベースにエミッタフォロ
ワ回路からなる中間増幅回路２２を介して入力されるパ
ルス電圧は、Ｖｃｃからレベルシフト抵抗Ｒ５０による
電圧降下（Ｉ１・Ｒ５０）分とトランジスタＱ５３，Ｑ
５４のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅを差し引いた電圧
（Ｖｃｃ−Ｉ１・Ｒ５０−Ｖｂｅ）を基点として、接地
電位方向に振れる負のパルス電圧となる。

【００８２】トランジスタＱ５７，Ｑ５８のエミッタに
電流帰還抵抗Ｒ５７，Ｒ５８を介して接続されたトラン
ジスタＱ５９および抵抗Ｒ５９による電流源から電流ス
イッチ回路２３に流れる電流は、上記のパルス電圧に従
ってトランジスタＱ５７，Ｑ５８のベース電位の高低に
応じてスイッチングされ、トランジスタＱ５８のコレク
タから負荷９にパルス電流として出力される。負荷９に
パルス電流が出力されるときは、トランジスタＱ５７の
ベース電位が高レベルのときであるので、このトランジ
スタＱ５７のエミッタ電位は、Ｖｃｃからレベルシフト
抵抗Ｒ５０の電圧降下分とトランジスタＱ５３，Ｑ５７
のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ、つまりダイオード２
個分の順方向電圧を差し引いた電圧となる。従って、温
度上昇があった場合、トランジスタＱ５７のエミッタ電
位はダイオード２個分の温度係数で電圧上昇が起こるこ
とになる。

【００８３】ここで、本実施形態においては温度依存型
定電流発生回路２４によって負荷９に対し正の温度係数
を持つ定電流が供給されると共に、同様に正の温度係数
を持つの温度依存型定電流源２５によってレベルシフト
抵抗Ｒ５０に流れる電流Ｉ１を調整することができる。
従って、この温度依存型定電流源２５の電流を例えば抵
抗Ｒ６１により適切に調整すれば、レベルシフト抵抗Ｒ
５０にダイオード２個分の温度係数を相殺するような正
の温度係数を持った電圧を発生させることができる。

【００８４】この結果、電流スイッチ回路２３のトラン
ジスタＱ５７，Ｑ５８のエミッタ共通接続点（電流帰還
抵抗Ｒ５７，Ｒ５８の接続点）の電位を動作温度に依存
せずに一定に保持できるで、トランジスタＱ５７が高速
動作に必要なコレクタ・エミッタ間電圧を一定値以上確
保しても、負荷９に印加できる電圧は変わらない。

【００８５】また、従来の半導体レーザ駆動回路では、
種々の外的変動を勘案してかなりのマージンを内部回路
に振り分けていたが、本実施形態の駆動回路ではトラン
ジスタＱ５７のエミッタの電圧バイアス点は温度に依存
せずに一定であるので、電源Ｖｃｃの電圧変動だけを見
込んだぎりぎりに低いバイアス点に設定することができ
る。

【００８６】このように余分なマージンを全面的に負荷
９に振り替える設計が可能となる結果、電源Ｖｃｃとし
て電圧３．３Ｖの低電圧電源を用いた駆動回路でも、０
℃〜１００℃の動作温度範囲において従来の設計に比較
して０．３Ｖ以上負荷マージンを拡大することができ
る。数字上は約２０％の改善であるが、もともとは余裕
が全くなかったことを考えると、この改善効果は大き
い。

【００８７】（第７の実施形態）図８に、本発明の第７
の実施形態に係る半導体レーザの駆動回路を示す。図７
と同一部分に同一符号を付して説明すると、本実施形態
では図７中のリミット型差動増幅回路２１におけるレベ
ルシフト抵抗Ｒ５０と負荷抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の接続点
に接続された温度依存型定電流源２５を取り除き、それ
に代えてトランジスタＱ５１，Ｑ５２のエミッタ共通接
続点に接続されたトランジスタＱ５３と抵抗Ｒ５３から
なる定電流源を温度依存型定電流源２６としたものであ
る。

【００８８】すなわち、この温度依存型定電流源２６に
おいては、トランジスタＱ５３のベースに対して、Ｖｄ
ｃと同様の温度依存性を持つ電圧源からの直流バイアス
電圧Ｖｂｉａｓが印加されている。これによってレベル
シフト抵抗Ｒ５０に流入する電流に正の温度係数を持た
せ、このレベルシフト抵抗Ｒ５０の電圧降下でダイオー
ド２個分の温度係数を相殺している。但し、この方法で
は電流スイッチ回路２３のトランジスタＱ５７，Ｑ５８
を駆動するパルス電圧振幅も同じ温度係数で増大するた
め、図７の実施形態に比べてマージンの拡大は半分程度
にとどまる。

【００８９】（第８の実施形態）図９に、本発明の第８
の実施形態に係る半導体レーザの駆動回路を示す。図７
と同一部分に同一符号を付して説明すると、本実施形態
では図７中のリミット型差動増幅回路２１におけるレベ
ルシフト抵抗Ｒ５０と負荷抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の接続点
に接続された温度依存型定電流源２５を取り除き、かつ
固定抵抗からなるレベルシフト抵抗Ｒ５０を正の温度係
数を持つ感温抵抗素子、すなわち正特性サーミスタＲｔ
に置き換えたものである。この場合、トランジスタＱ５
３と抵抗Ｒ５３からなる定電流源には、温度依存性のほ
とんどないものを使用する。サーミスタＲｔとしては、
通常のＩＣ製造プロセスで実現できない場合は、ＩＣの
外部に接続することになる。

【００９０】本実施形態によると、サーミスタＲｔでの
電圧降下、つまりサーミスタＲｔの抵抗値とこれを流れ
る電流Ｉ１との積で決まる電圧がダイオード２個分の電
圧降下を生じ、ダイオード２個分の温度係数を相殺でき
るように設計することによって、第６、第７の実施形態
と同様の効果を得ることができる。

【００９１】なお、以上の説明では高電位側電源Ｖｃｃ
を正電源、低電位側電源Ｖｅｅを接地電位として説明し
てきたが、Ｖｃｃを接地電位とし、Ｖｅｅを負電源とし
てもよいことは明らかである。

【００９２】また、本発明は以上の実施形態で説明した
ｎｐｎトランジスタとｐｎｐトランジスタを全て入れ替
え、電流の向きを全て逆にした回路にも適用できること
は勿論である。

【００９３】さらに、以上の実施形態ではシリコンパイ
ポーラトランジスタを例にとって説明してきたが、トラ
ンジスタをＧａＡｓやＩｎＰ系のＨＢＴに置換えても構
わないし、また入力電圧に対して指数関数的に変化する
出力電流を得る目的に使うものを除いて、回路の基本動
作を変更しない限りにおいてＭＯＳＦＥＴ、ＣＭＯＳＦ
ＥＴ、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ＨＥＭＴなど別の種類の
トランジスタを使用した場合にも本発明を適用すること
ができることは明らかである。バイポーラトランジスタ
に変えてＦＥＴを用いる場合、バイポーラトランジスタ
のベース、コレクタ、エミッタをそれぞれＦＥＴのゲー
ト、ドレイン、ソースに置き換えて考えればよい。

【００９４】なお、以上の実施形態では半導体レーザの
駆動回路について説明してきたが、本発明の駆動回路は
半導体レーザや発光ダイオードのような光半導体素子の
直接変調に適用できる駆動回路として一般に使用するこ
とができ、また例えばパルス電流を出力として抵抗で終
端するパルス発生器の出力回路ような、オープンコレク
タまたはオープンドレイン形式の高速パルス電流出力回
路にも広く適用することが可能である。

【００９５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によればＬ
Ｄの擬似零バイアス駆動を可能とするように、閾値電流
の温度変動に忠実に追随して閾値電流より僅かに小さい
直流バイアス電流を精度良く発生でき、しかも大きな非
線形性をもつ温度変動部分と温度に依存しない部分を各
々分離して独立に調整できる温度依存性型定電流回路を
実現することができる。

【００９６】また、本発明の温度依存型定電流発生回路
は、回路の定数を変えることによって、特性温度が大き
いＬＤの発光強度の温度依存性を補償する定電流発生回
路にも適用することができる。

【００９７】しかも、本発明ではアレイ出力にも適用で
きる回路構成と機能も兼ね備え、チップサイズもレーザ
駆動回路を含めた１チップのＩＣに組込むに十分なだけ
小さく実現できる。

【００９８】さらに、本発明による光半導体素子の駆動
回路では、従来の駆動回路に若干の改良を施すのみで、
同じ電源電圧に対して負荷の動作マージンを拡大すると
ともに、種々の外的要因を勘案して内部回路に振り分け
られていたマージンを全面的に負荷に振り替えることに
よって、低電圧電源の下でも安定した動作を期待するこ
とができ、電源電圧の低電圧化のよう要求に応えること
が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態に係る温度依存型定電
流回路を示す構成図

【図２】本発明の第２の実施形態に係る温度依存型定電
流回路を示す構成図

【図３】本発明の第３の実施形態に係る温度依存型定電
流回路を示す構成図

【図４】本発明の第４の実施形態に係る温度依存型定電
流回路を示す構成図

【図５】本発明の第５の実施形態に係る温度依存型定電
流回路のより具体的な回路例を示す図

【図６】図５の温度依存型定電流発生回路に対する直流
バイアス電流出力の温度依存性のシミュレーション結果
とその近似指数関数との比較を示す図

【図７】本発明の第６の実施形態に係る駆動回路を示す
回路図

【図８】本発明の第７の実施形態に係る駆動回路を示す
回路図

【図９】本発明の第８の実施形態に係る駆動回路を示す
回路図

【符号の説明】

１，１−１，１−２…基準電圧発生回路 ２…安定化電圧発生回路 ３…電流−電圧変換抵抗 ４…分圧回路 ５…エミッタ接地増幅回路 ６…カレントミラー回路 ７…バッファ増幅回路 ８…出力段増幅回路 ９…負荷 １１…分圧回路 １２…電流吐き出し型エミッタ接地増幅回路 ２１…リミット型差動増幅回路 ２２…中間増幅回路 ２３…電流スイッチ回路 ２４…温度依存型定電流発生回路 ２５，２６…温度依存型定電流源 Ｒ５０…レベルシフト抵抗 Ｒ５１，Ｒ５２…負荷抵抗 Ｒｔ…サーミスタ

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】所定の基準電圧を基準として安定化電圧を
   発生する安定化電圧発生回路と、 前記基準電圧を分圧する分圧回路と、 この分圧回路の分圧出力端にベースまたはゲートが接続
   され、エミッタまたはソースが接地されたトランジスタ
   を含む電流増幅回路と、 この電流増幅回路から出力される電流と逆向きの電流を
   出力するカレントミラー回路と、 前記安定化電圧発生回路の出力端に一端が接続され、前
   記カレントミラー回路の出力端に他端が接続された電流
   −電圧変換抵抗と、 この電流−電圧変換抵抗の前記他端に発生した電圧を入
   力とするバッファ増幅回路と、 このバッファ増幅回路の出力端にベースまたはゲートが
   接続されたトランジスタおよび該トランジスタのエミッ
   タまたはソースに接続された電流帰還抵抗からなり、該
   トランジスタのコレクタまたはドレインが負荷に接続さ
   れる出力段増幅回路とを備えたことを特徴とする温度依
   存型定電流発生回路。
2. 【請求項２】所定の基準電圧を基準として安定化電圧を
   発生する安定化電圧発生回路と、 前記基準電圧を分圧する分圧回路と、 この分圧回路の分圧出力端にベースまたはゲートが接続
   され、エミッタまたはソースが接地されたトランジスタ
   を含む電流増幅回路と、 前記安定化電圧発生回路の出力端に一端が接続され、前
   記電流増幅回路の出力端に他端が接続された電流−電圧
   変換抵抗と、 この電流−電圧変換抵抗の前記他端に発生した電圧を入
   力とするバッファ増幅回路と、 このバッファ増幅回路の出力端にベースまたはゲートが
   接続されたトランジスタおよび該トランジスタのエミッ
   タまたはソースに接続された電流帰還抵抗からなり、該
   トランジスタのコレクタまたはドレインが負荷に接続さ
   れる出力段増幅回路とを備えたことを特徴とする温度依
   存型定電流発生回路。
3. 【請求項３】前記バッファ増幅回路の出力端と前記出力
   段増幅回路のトランジスタのベースまたはゲートとの間
   に、コレクタまたはドレインが接地された増幅回路を挿
   入したことを特徴とする請求項１または２に記載の温度
   依存型定電流発生回路。
4. 【請求項４】前記電流−電圧変換抵抗の抵抗値および前
   記分圧回路の分圧比の少なくとも一方を可変としたこと
   を特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の温度
   依存型定電流発生回路。
5. 【請求項５】前記負荷として光半導体素子が接続された
   請求項１〜４のいずれか１項記載の温度依存型定電流発
   生回路と、 差動入力信号を増幅するリミット型差動増幅回路と、 前記リミット型差動増幅回路の二つの出力をそれぞれ入
   力とするコレクタまたはドレインが接地された一対のト
   ランジスタを含む一対の中間増幅回路と、 前記一対の中間増幅回路の出力がそれぞれのベースまた
   はゲートに入力され、一方のコレクタまたはドレインが
   前記光半導体素子に接続される一対のトランジスタから
   なる電流スイッチ回路とを備えたことを特徴とする光半
   導体素子の駆動回路。
6. 【請求項６】前記リミット型差動増幅回路は、 エミッタまたはソースが共通に接続された差動対トラン
   ジスタと、この差動対トランジスタのエミッタまたはソ
   ースの共通接続点に接続された第１の定電流源と、 前記差動対トランジスタのコレクタまたはドレインにそ
   れぞれの一端が接続された二つの負荷抵抗と、 前記負荷抵抗と電源との間に接続されたレベルシフト抵
   抗と、 このレベルシフト抵抗と前記負荷抵抗との接続点に接続
   された温度依存性を持つ第２の定電流源とを有すること
   を特徴とする請求項５記載の光半導体素子の駆動回路。
7. 【請求項７】前記リミット型差動増幅回路は、 エミッタまたはソースが共通に接続された差動対トラン
   ジスタと、 前記差動対トランジスタのエミッタまたはソースの共通
   接続点に接続された温度依存性を持つ定電流源と、 前記差動対トランジスタのコレクタまたはドレインにそ
   れぞれの一端が接続された二つの負荷抵抗と、 前記負荷抵抗と電源との間に接続されたレベルシフト抵
   抗とを有することを特徴とする請求項５記載の光半導体
   素子の駆動回路。
8. 【請求項８】前記リミット型差動増幅回路は、 エミッタまたはソースが共通に接続された差動対トラン
   ジスタと、 前記差動対トランジスタのエミッタまたはソースの共通
   接続点に接続された電流源と、 前記差動対トランジスタのコレクタまたはドレインにそ
   れぞれの一端が接続された二つの負荷抵抗と、 前記負荷抵抗と電源との間に接続され、ダイオード２個
   分の電圧降下を生じるように抵抗値が設定された正の温
   度係数を持つ感温抵抗素子からなるレベルシフト抵抗と
   を有することを特徴とする請求項５記載の光半導体素子
   の駆動回路。