JPH11145801A - ９０度移相器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 Ｔ型フリップフロップ回路を用いた回路で、
入力信号のデューティ比誤差を低減するよう補正するこ
と。 【解決手段】 信号入力回路３の出力に負荷回路４の抵
抗負荷Ｒ１〜４を接続して入力信号のデューティを検出
する際、更に電位安定化回路５として直列にベース接地
トランジスタＱ２１〜２４を備えて周波数分周ループ回
路６におけるスイッチング動作による電位変化の影響を
遮断することにより点Ｃ，Ｄにおいて入力信号の高電位
と低電位とのタイミングをデューティとして正確に検出
し、かつこの検出信号を帰還部２のローパスフィルタ２
１で直流成分を抽出、次いでＤＣ増幅器２２で増幅して
入力端に入力バイアスとしてフィードバックすることに
より追加の回路構成を複雑にすることなく、入力信号の
デューティを正確な５０％に補正できるので、各９０°
の位相差を保った高精度な四相出力信号を得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、Ｔ型フリップフロ
ップ回路により構成された二分の一分周器を用いて９０
度の位相差を有する出力信号を出力する９０度移相器に
関し、特に、出力信号の位相誤差をより少くでき、かつ
回路規模の増大を回避できる９０度移相器に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、ディジタル通信には、ＱＰＳＫ
（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔ Ｋｅ
ｙｉｎｇ：直交偏移変調）方式などによる高周波の変復
調方式が用いられ、このような直交変復調方式では９０
度の位相差を有する信号によってデータ信号を変調しか
つ復調している。従って、直交変復調方式には、高精度
でかつ高周波により動作する９０度移相器が必要とされ
る。

【０００３】従来、この種の９０度移相器では、図６に
示されるように、主要構成要素として４個の信号入力ト
ランジスタＱ１〜Ｑ４および８個のトランジスタＱ５〜
Ｑ１２により構成されたＴ型フリップフロップ回路が用
いられている。

【０００４】すなわち、まず、キャパシタＣ１，Ｃ２を
介して入力端子ＩＮ，バーＩＮから相互に相反する入力
信号が、点Ａ，Ｂそれぞれを介して信号入力回路３に入
力する。信号入力回路３は、信号入力トランジスタＱ１
〜Ｑ４および定電流源Ｉ１，Ｉ２により構成される。

【０００５】点Ａからの入力信号は信号入力トランジス
タＱ１，Ｑ４のベース端子に接続され、点Ｂからの入力
信号は信号入力トランジスタＱ２，Ｑ３のベース端子に
接続される。信号入力トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッ
タ端子は定電流源Ｉ１を介して接地される。信号入力ト
ランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ端子は定電流源Ｉ２を
介して接地される。

【０００６】信号入力トランジスタＱ１〜Ｑ４の４つの
コレクタ端子それぞれは、デューティ検出用の負荷回路
４の負荷抵抗Ｒ１〜Ｒ４それぞれを介して点Ｇ，Ｈ，
Ｊ，Ｋにより周波数分周ループ回路６に接続される。

【０００７】周波数分周ループ回路６は、Ｔ型フリップ
フロップ回路により１／２分周器を構成する差動トラン
ジスタＱ５〜Ｑ１２および４個の負荷抵抗Ｒ５〜Ｒ８に
より構成される。

【０００８】負荷回路４に接続する点Ｇ，Ｈ，Ｊ，Ｋで
は、まず点Ｇが差動トランジスタＱ６，Ｑ７のエミッタ
端子、点Ｈが差動トランジスタＱ５，Ｑ８のエミッタ端
子、点Ｊが差動トランジスタＱ１０，Ｑ１１のエミッタ
端子、および点Ｋが差動トランジスタＱ９，Ｑ１２のエ
ミッタ端子それぞれに接続する。

【０００９】負荷抵抗Ｒ５〜Ｒ８それぞれの一方には直
流電圧Ｖｃが印加される。

【００１０】負荷抵抗Ｒ５の他端には差動トランジスタ
Ｑ５，Ｑ６のコレクタ端子、差動トランジスタＱ７，Ｑ
１２のベース端子および０°端子が接続される。負荷抵
抗Ｒ６の他端には差動トランジスタＱ７，Ｑ８のコレク
タ端子、差動トランジスタＱ６，Ｑ９のベース端子およ
び１８０°端子が接続される。負荷抵抗Ｒ７の他端には
差動トランジスタＱ９，Ｑ１０のコレクタ端子、差動ト
ランジスタＱ５，Ｑ１１のベース端子および９０°端子
が接続される。また、負荷抵抗Ｒ８の他端には差動トラ
ンジスタＱ１１，Ｑ１２のコレクタ端子、差動トランジ
スタＱ８，Ｑ１０のベース端子および２７０°端子が接
続される。

【００１１】周波数分周ループ回路５により生成された
信号は、０°端子、９０°端子、１８０°端子および２
７０°端子それぞれから四相信号となって出力される。

【００１２】また、信号入力回路３の信号入力トランジ
スタＱ１〜Ｑ４それぞれと接続して信号入力回路３から
の入力信号のデューティを検出する負荷回路４の負荷抵
抗Ｒ１〜Ｒ４それぞれは高電位（Ｈｉ）と低電位（Ｌ
ｏ）とのタイミングを検出した同位相信号を互いに合成
するように信号入力回路３の出力において負荷抵抗Ｒ１
と負荷抵抗Ｒ４とを接続しかつ負荷抵抗Ｒ２と負荷抵抗
Ｒ３とを接続し、それぞれを点Ｃ，Ｄとしてそれぞれ二
つのデューティ検出信号を得る。

【００１３】この二つのデューティ検出信号は、帰還部
２に入力され、ローパスフィルタ２１により直流成分に
変換されて点Ｅ，Ｆそれぞれに出力され、次いで直流成
分増幅器（以後、ＤＣ増幅器と略称する）２２により増
幅されて入力端の点Ａ，Ｂにフィードバックされる。

【００１４】次に、図６に図７を併せ参照して動作につ
いて説明する。

【００１５】今、入力端子ＩＮの入力信号とこの入力信
号に対して入力端子バーＩＮに入力される相補入力信号
とのデューティ比が５０％でない場合では、信号入力ト
ランジスタＱ１，Ｑ４のスイッチング時間Ｔ１と、相補
入力信号に対する信号入力トランジスタＱ２，Ｑ３のス
イッチング時間Ｔ２とは相違する（Ｔ１≠Ｔ２）。

【００１６】従って、入力信号のデューティを検出する
負荷抵抗Ｒ１〜Ｒ４には、ローパスフィルタ２１の入力
が発生する点Ｃ，Ｄにおいてスイッチング時間Ｔ１，Ｔ
２それぞれに基づくタイミングで高電位（Ｈｉ）と低電
位（Ｌｏ）とを有するデューティ検出信号が発生する。

【００１７】この場合、負荷回路４の負荷抵抗Ｒ１〜Ｒ
４それぞれの一端は周波数分周ループ回路６との接続点
Ｇ，Ｈ，Ｊ，Ｋを介して周波数分周ループ回路６を構成
する差動トランジスタのエミッタ端子に接続されてい
る。また、周波数分周ループ回路６ではこの端子に差動
回路のスイッチング動作のため２倍の周波数が生成され
ている。したがって、オフ状態となった信号入力トラン
ジスタに接続される負荷抵抗には電流が流れず、高電位
（Ｈｉ）の際に周波数分周ループ回路６におけるスイッ
チング動作のためデューティ検出信号には２倍の周波数
による波形の歪みが発生する。

【００１８】特に、この波形の歪みは入力信号のデュー
ティ比のずれ（ＤＣオフセット）分または分周ループ回
路が動作する周波数によって変化する。したがって、広
帯域での動作、または入力信号のデューティ比のずれが
原因で入力信号の正確なデューティ比が検出できなくな
る。

【００１９】衆知のように、ローパスフィルタ２１は半
波整流または全波整流の手段により直流成分が直流成分
信号として抽出される。この直流成分の抽出では、ロー
パスフィルタ２１に入力する点Ｃ，Ｄでの信号波形の波
高値が保持され、ローパスフィルタ２１を構成する回路
定数によって定まる充放電時間により、ローパスフィル
タ２１から出力される点Ｅ，Ｆにおける波形がなだらか
に変化する。

【００２０】従って、ローパスフィルタ２１に入力する
信号の波形に歪みが含まれる場合には、入力信号のデュ
ーティ比にずれが生じている場合でも、ローパスフィル
タにより抽出された直流成分は、波高値とその充放電変
化によって直流電位差ΔＤＣがゼロとなる状態が生じ
る。このため、正確なデューティ比の検出ができない領
域が存在することになる。

【００２１】従って、このような回路では、入力信号の
デューティ比を正確な５０％に補正できず、スイッチン
グ時間Ｔ１，Ｔ２の時間的な差Δｔが依然として残り、
更には四相出力信号の位相差に誤差を与えるという結果
が生じることになる。

【００２２】一方、別に、正確な位相差を有する四相出
力信号を得る技術が、例えば、特開平８−２３７０７７
号公報に記載されている。この９０度移相器では、Ｔ型
フリップフロップ回路により構成される９０度移相回路
部に対して、出力される四相出力信号の位相差を直接比
較して検出する９０度移相比較器と、この９０度移相比
較器の四相の出力信号から位相のずれに対応した直流成
分を取り出すローパスフィルタと、この取り出された直
流成分を増幅して９０度移相回路部の入力に供給する直
流増幅器が設けられる。すなわち、この９０度移相器で
は、出力信号から位相のずれを直接検出し、検出した直
流増幅成分を入力にバイアスとしてフィードバックする
ことにより、正確なデューティ比の検出が実現できてい
る。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来の９０度
移相器には次のような問題点がある。

【００２４】第一の問題点は、図６に示されるような９
０度移相器で、入力信号から検出したデューティをもっ
て入力側にフィードバックする場合では、入力信号のデ
ューティ比を正確に５０％とすることが困難であるとい
うことである。

【００２５】その理由は、入力信号のデューティを検出
する負荷抵抗の一端が、１／２分周器を構成する周波数
分周ループ回路の差動トランジスタの共通エミッタ端子
に接続されているため、スイッチングに基づく分周動作
によりデューティ比検出の波形が歪むので、この歪んだ
波形によってローパスフィルタが抽出する直流成分に誤
差を生じるからである。

【００２６】第二の問題点は、上記公開公報に記載され
た９０度移相器で、四相の出力信号の位相差を検出して
入力側にフィードバックする場合では、回路構成の規模
が大きくなり、消費電力も大きいことである。

【００２７】その理由は、９０度移相器の四相の出力信
号それぞれの位相差を検出する回路が必要になるため、
構成が複雑になるからである。

【００２８】本発明の課題は、上記問題点を解決して、
入力信号のデューティ比を正確に５０％とすると共に、
このために追加される回路構成規模の増加を抑えること
ができる９０度移相器を提供することである。

【００２９】

【課題を解決するための手段】本発明による９０度移相
器は、二分の一分周器を用いて９０度の位相差を有する
複数の出力信号を出力する９０度移相器において、入力
信号およびこの入力信号の相補入力信号それぞれのデュ
ーティを検出するデューティ検出用の負荷回路と、この
負荷回路の電位を安定化する電位安定化回路とを備えて
いる。

【００３０】更に具体的には、入力信号とこの入力信号
の相補入力信号とを入力する信号入力回路と、第一の端
子と第二の端子とを有し前記第一の端子に前記信号入力
回路の出力端を接続する負荷回路と、前記第一の端子に
一端を接続し他端を前記信号入力回路の入力端に接続す
る帰還回路と、前記第二の端子に一端を接続しこの端子
の電位を安定化する電位安定化回路と、この電位安定化
回路の出力端に接続し前記入力信号を二分の一に分周し
て９０度位相差を有する信号を出力する周波数分周ルー
プ回路とを備えていることである。

【００３１】また、前記電位安定化回路は、ベース端子
電位またはゲート端子電位を固定したベース接地トラン
ジスタおよびゲート接地トランジスタのいずれか一方で
構成されることが望ましい。

【００３２】上述されるように、安定負荷回路は、信号
入力回路から出力されデューティ比検出信号に対して周
波数分周ループ回路のスイッチング動作により生じる電
位変動を回避して、より誤差の少い安定したデューティ
比を検出できる機能を備え、かつ、ベース端子電位を固
定したベース接地トランジスタを信号入力回路と周波数
分周ループ回路との間に直列に設けなどの簡単な構成に
より実現できる。

【００３３】また、帰還部が、誤差の少いデューティ検
出信号を受けてＤＣオフセットとして、または入力バイ
アスとして入力端にフィードバックするので、入力信号
のデューティ比を５０％に正確に補正することができ
る。従って出力に高精度の四相出力信号を得ることがで
きる。

【００３４】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。

【００３５】図１は本発明の実施の一形態を示す機能ブ
ロック図である。図１に示された９０度移相器は、９０
度移相回路部１と帰還部２とで構成され、９０度移相回
路部１は信号入力回路３、デューティ検出用の負荷回路
４、電位安定化回路５および周波数分周ループ回路６に
より構成されているものとする。また、図示されるよう
に、本実施例ではバイポーラトランジスタが使用されて
いるものとする。

【００３６】図２および図３それぞれは、図１における
信号入力回路３および周波数分周ループ回路６それぞれ
の一例を示す回路図である。これらの回路内容は、従来
の回路を示す図６と同一である。

【００３７】従って、図１が図６と相違する点は、電位
安定化回路５の追加にある。すなわち、電位安定化回路
５のベース接地トランジスタＱ２１〜Ｑ２４それぞれで
は、エミッタ端子に負荷回路４の負荷抵抗Ｒ１〜Ｒ４そ
れぞれが接続され、またコレクタ端子に周波数分周ルー
プ回路６と接続する点Ｇ，Ｈ，Ｊ，Ｋそれぞれが接続さ
れており、更にベース接地トランジスタＱ２１〜Ｑ２４
のベース端子には電源Ｖｌが接続されていることであ
る。

【００３８】次に、図１から図３までを併せ参照して各
機能ブロックについて説明する。

【００３９】まず、キャパシタＣ１，Ｃ２を介して入力
端子ＩＮ，バーＩＮから相互に相反する入力信号が、点
Ａ，Ｂそれぞれを介して信号入力回路３に入力する。信
号入力回路３は、信号入力トランジスタＱ１〜Ｑ４およ
び定電流源Ｉ１，Ｉ２により構成される。

【００４０】点Ａからの入力信号は信号入力トランジス
タＱ１，Ｑ４のベース端子に接続され、点Ｂからの入力
信号は信号入力トランジスタＱ２，Ｑ３のベース端子に
接続される。信号入力トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッ
タ端子は定電流源Ｉ１を介して接地される。信号入力ト
ランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ端子は定電流源Ｉ２を
介して接地される。信号入力トランジスタＱ１〜Ｑ４の
４つのコレクタ端子それぞれは、デューティ検出用の負
荷回路４の負荷抵抗Ｒ１〜Ｒ４それぞれに接続される。

【００４１】図１に示されるように、負荷回路４はデュ
ーティを検出する負荷抵抗Ｒ１〜Ｒ４により構成され、
また電位安定化回路５はベース接地トランジスタＱ２１
〜Ｑ２４により構成されている。ベース接地トランジス
タＱ２１〜Ｑ２４それぞれのコレクタ端子は、周波数分
周ループ回路５と接続する点Ｇ，Ｈ，Ｊ，Ｋそれぞれに
接続し、ベース接地トランジスタＱ２１〜Ｑ２４のベー
ス端子には任意の正電位による電源Ｖｌが接続されてい
る。

【００４２】周波数分周ループ回路６は、Ｔ型フリップ
フロップ回路により１／２分周器を構成する差動トラン
ジスタＱ５〜Ｑ１２および４個の負荷抵抗Ｒ５〜Ｒ８に
より構成される。

【００４３】電位安定化回路５に接続する点Ｇ，Ｈ，
Ｊ，Ｋでは、まず点Ｇが差動トランジスタＱ６，Ｑ７の
エミッタ端子、点Ｈが差動トランジスタＱ５，Ｑ８のエ
ミッタ端子、点Ｊが差動トランジスタＱ１０，Ｑ１１の
エミッタ端子、および点Ｋが差動トランジスタＱ９，Ｑ
１２のエミッタ端子それぞれに接続する。

【００４４】負荷抵抗Ｒ５〜Ｒ８それぞれの一方には直
流電圧Ｖｃが印加される。

【００４５】負荷抵抗Ｒ５の他端には差動トランジスタ
Ｑ５，Ｑ６のコレクタ端子、差動トランジスタＱ７，Ｑ
１２のベース端子および０°端子が接続される。負荷抵
抗Ｒ６の他端には差動トランジスタＱ７，Ｑ８のコレク
タ端子、差動トランジスタＱ６，Ｑ９のベース端子およ
び１８０°端子が接続される。負荷抵抗Ｒ７の他端には
差動トランジスタＱ９，Ｑ１０のコレクタ端子、差動ト
ランジスタＱ５，Ｑ１１のベース端子および９０°端子
が接続される。また、負荷抵抗Ｒ８の他端には差動トラ
ンジスタＱ１１，Ｑ１２のコレクタ端子、差動トランジ
スタＱ８，Ｑ１０のベース端子および２７０°端子が接
続される。

【００４６】周波数分周ループ回路６により生成された
信号は、０°端子、９０°端子、１８０°端子および２
７０°端子それぞれから９０度の位相差を有する四相信
号となって出力される。

【００４７】また、信号入力回路３の信号入力トランジ
スタＱ１〜Ｑ４それぞれと接続して信号入力回路３へ入
力する信号のデューティを検出するための負荷回路４の
負荷抵抗Ｒ１〜Ｒ４それぞれは高電位（Ｈｉ）と低電位
（Ｌｏ）とのタイミングを検出した同位相信号を互いに
合成するように信号入力回路３の出力において負荷抵抗
Ｒ１と負荷抵抗Ｒ４とを、かつ負荷抵抗Ｒ２と負荷抵抗
Ｒ３とを接続し、それぞれを点Ｃ，Ｄとしてそれぞれ二
つのデューティ検出信号を得る。

【００４８】この二つのデューティ検出信号は、帰還部
２に入力され、ローパスフィルタ２１により直流成分に
変換されて点Ｅ，Ｆそれぞれに出力され、次いで直流成
分増幅器（以後、ＤＣ増幅器と略称する）２２により増
幅されて入力端の点Ａ，Ｂにフィードバックされる。

【００４９】次に、図４に図１から図３までを併せ参照
して回路動作について説明する。

【００５０】ここで、入力端子ＩＮの入力信号と入力端
子バーＩＮに入力されるこの入力信号に対して相反する
相補入力信号とのデューティ比が５０％でない場合で
は、信号入力トランジスタＱ１，Ｑ４のスイッチング時
間Ｔ１と、相補入力信号に対する信号入力トランジスタ
Ｑ２，Ｑ３のスイッチング時間Ｔ２とは“Ｔ１≠Ｔ２”
となり、相違する。

【００５１】従って、入力信号のデューティを検出する
負荷回路４の負荷抵抗Ｒ１〜Ｒ４にはローパスフィルタ
２１の入力が発生する点Ｃ，Ｄにおいてスイッチング時
間Ｔ１，Ｔ２それぞれに基づくタイミングで高電位（Ｈ
ｉ）と低電位（Ｌｏ）とを有するデューティ検出信号が
発生する。

【００５２】一方、電位安定化回路５のベース接地トラ
ンジスタＱ２１〜Ｑ２４のベース端子に供給されるベー
ス印加電圧が電位Ｖｌに固定されている。従って、この
場合の高電位（Ｈｉ）は、この電位Ｖｌとベース接地ト
ランジスタＱ２１〜Ｑ２４の駆動電圧（ベース・エミッ
タ間電圧）ＶBE（約０．６〜０．８ボルト）との差、す
なわち電圧降下分の電位（Ｖｌ−ＶBE）により常にほぼ
一定であることを保証されることになる。

【００５３】この保証された電位により、周波数分周ル
ープ回路６の差動トランジスタＱ５〜Ｑ１２のスイッチ
ング動作に基づいてベース接地トランジスタＱ２１〜Ｑ
２４のコレクタ電位が変化しても、ベース接地トランジ
スタＱ２１〜Ｑ２４のエミッタ電圧が変化しないため、
デューティを検出するデューティ検出信号にはスイッチ
ング動作に基づく電位の変化による影響を受けることは
ない。

【００５４】このようなデューティ検出信号は、波形歪
みによる誤差が小さく、帰還部２のローパスフィルタ２
１により高周波成分を除去された直流成分信号として点
Ｅ，Ｆに出力される。

【００５５】点Ｅ，Ｆに出力された直流成分信号では、
入力信号のデューティ比が直流電圧差ΔＤＣ（ＤＣオフ
セット）として変換されているため、この直流電圧差Δ
ＤＣを入力点Ａ，Ｂにバイアスとしてフィードバックさ
せることにより信号入力回路３への入力信号のデューテ
ィ比を５０％（Ｔ1 ＝Ｔ2 ）に保つことができる。

【００５６】この結果、周波数分周ループ回路６が安定
かつ正確なスイッチングタイミング“Ｔ１＋Ｔ２”でル
ープを収束できるので、四相の出力端子（０°、９０
°、１８０°、２７０°）における出力信号間の位相差
を９０度に正確に維持することができる。

【００５７】次に、図５を参照して第二の実施の形態に
ついて説明する。

【００５８】図５では、図１に対して９０度移相回路部
１１のうち、信号入力回路３１、負荷回路４１、および
電位安定化回路５１が相違する。すなわち、信号入力回
路３１は、二つの信号入力トランジスタＱ１，Ｑ２およ
び一つの定電流源Ｉ１による一組の双差動回路により構
成され、負荷回路も二つの負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２により構
成され、更に電位安定化回路５１も二つのベース接地ト
ランジスタＱ２１，Ｑ２２により構成されている。

【００５９】従って、信号入力回路３１において点Ａか
らの入力信号は、信号入力トランジスタＱ１のベース端
子および信号入力トランジスタＱ２のコレクタ端子を接
続して点Ｄに出力する。点Ｂからの入力信号は、信号入
力トランジスタＱ２のベース端子に接続されている。信
号入力トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ端子は定電流
源Ｉ１を介して接地される。信号入力トランジスタＱ
３，Ｑ４のエミッタ端子は定電流源Ｉ２を介して接地さ
れる。信号入力トランジスタＱ１のコレクタ端子は点Ｃ
に接続する。

【００６０】一方、負荷回路４の負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２そ
れぞれは、一方を信号入力回路３１に接続する点Ｃ，Ｄ
に接続し、他方を電位安定化回路５１のベース接地トラ
ンジスタＱ２１，Ｑ２２それぞれのエミッタ端子に接続
している。ベース接地トランジスタＱ２１のコレクタ端
子は周波数分周ループ回路６への入力点Ｇ，Ｋ両者に接
続し、ベース接地トランジスタＱ２２のコレクタ端子
は、周波数分周ループ回路５への入力点Ｈ，Ｊ両者に接
続している。ベース接地トランジスタＱ２１，Ｑ２２の
ベース端子には任意の正電位による電源Ｖｌが接続され
ている。

【００６１】周波数分周ループ回路６は、図３と同様で
あり、Ｔ型フリップフロップ回路により１／２分周器を
構成する差動トランジスタＱ５〜Ｑ１２および４個の負
荷抵抗Ｒ５〜Ｒ８により構成される。

【００６２】安定負荷回路４に接続する点Ｇ，Ｈ，Ｊ，
Ｋでは、まず点Ｇ，Ｋの両者が差動トランジスタＱ６，
Ｑ７，Ｑ９，Ｑ１２のエミッタ端子、また点Ｈ，Ｊの両
者が差動トランジスタＱ５，Ｑ８，Ｑ１０，Ｑ１１のエ
ミッタ端子それぞれに接続する。

【００６３】また、負荷抵抗Ｒ５〜Ｒ８それぞれの一方
には直流電圧Ｖｃが印加される。

【００６４】負荷抵抗Ｒ５の他端には差動トランジスタ
Ｑ５，Ｑ６のコレクタ端子、差動トランジスタＱ７，Ｑ
１２のベース端子および０°端子が接続される。負荷抵
抗Ｒ６の他端には差動トランジスタＱ７，Ｑ８のコレク
タ端子、差動トランジスタＱ６，Ｑ９のベース端子およ
び１８０°端子が接続される。負荷抵抗Ｒ７の他端には
差動トランジスタＱ９，Ｑ１０のコレクタ端子、差動ト
ランジスタＱ５，Ｑ１１のベース端子および９０°端子
が接続される。また、負荷抵抗Ｒ８の他端には差動トラ
ンジスタＱ１１，Ｑ１２のコレクタ端子、差動トランジ
スタＱ８，Ｑ１０のベース端子および２７０°端子が接
続される。

【００６５】周波数分周ループ回路６により生成された
信号は、０°端子、９０°端子、１８０°端子および２
７０°端子それぞれから四相信号となって出力される。

【００６６】また、信号入力回路３１の信号入力トラン
ジスタＱ１，Ｑ２それぞれと接続して信号入力回路３１
への入力信号のデューティを検出する負荷回路４１の負
荷抵抗Ｒ１，Ｒ２それぞれは高電位（Ｈｉ）と低電位
（Ｌｏｗ）とのタイミングを検出し、信号入力回路３１
が負荷抵抗Ｒ１と負荷抵抗Ｒ２とに接続される点Ｃ，Ｄ
それぞれにおいて二つのデューティ検出信号を得ること
ができる。

【００６７】この二つのデューティ検出信号は、帰還部
２に入力されローパスフィルタ２１により点Ｅ，Ｆそれ
ぞれで直流成分に変換され、次いで直流成分増幅器（以
後、ＤＣ増幅器と略称する）２２により増幅されて入力
端の点Ａ，Ｂにフィードバックされる。

【００６８】次に、図５に図４を併せ参照して上記図１
と同様、動作について説明する。

【００６９】まず、入力端子ＩＮの入力信号とこの入力
信号に対応して入力端子バーＩＮに入力される相補入力
信号とのデューティ比が５０％でない場合では、信号入
力トランジスタＱ１のスイッチング時間Ｔ１と、相補入
力信号に対する信号入力トランジスタＱ２のスイッチン
グ時間Ｔ２とは“Ｔ１≠Ｔ２”となり、相違する。

【００７０】従って、入力信号のデューティを検出する
負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２には、ローパスフィルタ２１の入力
が発生する点Ｃ，Ｄにおいてスイッチング時間Ｔ１，Ｔ
２それぞれに基づくタイミングで高電位（Ｈｉ）と低電
位（Ｌｏ）とを有するデューティ検出信号が発生する。

【００７１】一方、電位安定化回路５１のベース接地ト
ランジスタＱ２１，Ｑ２２のベース端子に供給されるベ
ース印加電圧が電位Ｖｌに固定されている。従って、こ
の場合の高電位（Ｈｉ）は、この電位Ｖｌとベース接地
トランジスタＱ２１，Ｑ２２の駆動電圧ＶBE（約０．６
〜０．８ボルト）との差、すなわち電圧降下分の電位
（Ｖｌ−ＶBE）により常にほぼ一定であることを保証さ
れることになる。

【００７２】この保証された電位により、周波数分周ル
ープ回路６の差動トランジスタＱ５〜Ｑ１２のスイッチ
ング動作に基づいてベース接地トランジスタＱ２１〜Ｑ
２４のコレクタ電位が変化しても、ベース接地トランジ
スタＱ２１〜Ｑ２４のエミッタ電圧を一定にできるた
め、デューティを検出するデューティ検出信号にはスイ
ッチング動作に基づく電位の変化による影響を受けるこ
とはない。

【００７３】このようなデューティ検出信号は、波形歪
みによる誤差が小さく、帰還部２のローパスフィルタ２
１により高周波成分を除去された直流成分信号として点
Ｅ，Ｆに出力される。

【００７４】点Ｅ，Ｆに出力された直流成分信号では、
入力信号のデューティ比が直流電圧差ΔＤＣとして変換
されているため、この直流電圧差ΔＤＣを入力点Ａ，Ｂ
にバイアスとしてフィードバックさせることにより、信
号入力回路３への入力信号のデューティ比を５０％（Ｔ
1 ＝Ｔ2 ）に保つことができる。

【００７５】この結果、周波数分周ループ回路６が安定
かつ正確なスイッチングタイミング“Ｔ１＋Ｔ２”でル
ープを収束できるので、四相の出力端子（０°、９０
°、１８０°、２７０°）における出力信号間の位相差
を９０度に正確に維持することができる。

【００７６】この第二の実施の形態で説明したように信
号入力回路には、少くとも一組の信号入力トランジスタ
を差動トランジスタで構成することができる。従って、
入力信号に対するデューティ検出用の負荷抵抗、ベース
接地トランジスタおよび定電流源それぞれも一組で構成
することができる。

【００７７】上記説明のＴ型フリップフロップ回路に用
いるトランジスタには、バイポーラトランジスタを図示
して説明したが、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）など
を使用することもできる。

【００７８】また、入力信号のデューティ比検出用の負
荷は、抵抗により図示して説明したが、インダクタ、ダ
イオード、トランジスタ、またはこれらとキャパシタと
を組み合わせた構成要素でもよい。

【００７９】また、ローパスフィルタでは、レジスタ、
キャパシタ、インダクタ、ダイオード、トランジスタな
どが使用され、１次から高次のフィルタ構成により、高
周波成分を半波整流または全波整流している。ＤＣ増幅
器は差動増幅器または演算増幅器によって構成すること
ができる。

【００８０】上記説明では、機能ブロックを図示して説
明したが、機能の分離併合は上記機能を満たす限り自由
であり、上記説明が本発明を限定するものではない。

【００８１】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、下
記の効果を得ることができる。

【００８２】第一の効果は、入力信号のデューティ比を
誤差なしで安定して検出できることである。

【００８３】その理由は、信号入力トランジスタのコレ
クタ端子にデューティ検出用の負荷を設け、四相出力信
号を生成する周波数分周ループ回路との接続回路に電位
安定化回路としてベース接地トランジスタを備え、この
ベース接地トランジスタのベース電位が固定された電位
に接続されるので、デューティ検出用の負荷の高電位側
の電位の安定が保証され、従って、周波数分周ループ回
路のスイッチング動作による影響をデューティ検出用の
回路から隔離できるからである。

【００８４】第二の効果は、入力側にデューティ検出用
の信号を利用してフィードバックして、正確な９０度の
位相差を有する四相出力の９０度移相器を得ることがで
きることである。

【００８５】その理由は、上記第一の効果により入力信
号のデューティ比を誤差なく安定して検出できるので、
周波数分周ループ回路がこの正確な５０％デューティ比
の入力信号から正確な９０度の位相差を有する四相出力
を生成できるからである。

【００８６】第三の効果は、追加する回路構成を複雑に
することなく正確な９０度の位相差を有する四相出力信
号を得ることができることである。

【００８７】その理由は、単純な回路構成の電位安定化
回路を追加するのみで、上記第二の効果により誤差なく
安定した検出デューティ比検出信号を入力側にフィード
バックして正確な９０度の位相差を有する四相出力信号
を生成できるからである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態を示す機能ブロック図で
ある。

【図２】図１における信号入力回路の実施の一形態を示
す回路図である。

【図３】図１における周波数分周ループ回路の実施の一
形態を示す回路図である。

【図４】図１における主要部分の動作波形の一形態を示
すタイムチャートである。

【図５】図１とは別の実施の一形態を示す機能ブロック
図である。

【図６】従来の一例を示す機能ブロック図である。

【図７】図６における主要部分の動作波形の一形態を示
すタイムチャートである。

【符号の説明】

１、１１ ９０度移相回路部 ２ 帰還部 ３、３１ 信号入力回路 ４、４１ 負荷回路 ５、５１ 電位安定化回路 ６ 周波数分周ループ回路 ２１ ローパスフィルタ ２２ ＤＣ増幅器（直流成分増幅器） Ｑ１〜Ｑ４ 信号入力トランジスタ Ｑ５〜Ｑ８ 差動トランジスタ Ｑ２１〜Ｑ２４ ベース接地トランジスタ

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 二分の一分周器を用いて９０度の位相差
   を有する複数の出力信号を出力する９０度移相器におい
   て、入力信号およびこの入力信号の相補入力信号それぞ
   れのデューティを検出するデューティ検出用の負荷回路
   と、この負荷回路の電位を安定化する電位安定化回路と
   を備えることを特徴とする９０度移相器。
2. 【請求項２】 入力信号とこの入力信号の相補入力信号
   とを入力する信号入力回路と、第一の端子と第二の端子
   とを有し前記第一の端子に前記信号入力回路の出力端を
   接続する負荷回路と、前記第一の端子に一端を接続し他
   端を前記信号入力回路の入力端に接続する帰還回路と、
   前記第二の端子に一端を接続しこの端子の電位を安定化
   する電位安定化回路と、この電位安定化回路の出力端に
   接続し前記入力信号を二分の一に分周して９０度位相差
   を有する信号を出力する周波数分周ループ回路とを備え
   ることを特徴とする９０度移相器。
3. 【請求項３】 請求項１または請求項２に記載の９０度
   移相器において、前記電位安定化回路は、ベース端子電
   位またはゲート端子電位を固定したベース接地トランジ
   スタおよびゲート接地トランジスタのいずれか一方で構
   成されることを特徴とする９０度移相器。
4. 【請求項４】 請求項２に記載の９０度移相器におい
   て、前記信号入力回路は四つの信号入力トランジスタを
   備え、前記負荷回路は前記信号入力トランジスタそれぞ
   れに接続する四つの負荷抵抗、かつ電位安定化回路はベ
   ース接地およびゲート接地のいずれか一方による四つの
   トランジスタ、それぞれを直列に設け、前記周波数分周
   ループ回路へ接続することを特徴とする９０度移相器。
5. 【請求項５】 請求項２に記載の９０度移相器におい
   て、前記信号入力回路は二つの信号入力トランジスタ、
   前記周波数分周ループ回路は二組の双差動トランジス
   タ、前記負荷回路は前記二つの信号入力トランジスタそ
   れぞれに接続する二つの負荷抵抗、かつ前記電位安定化
   回路は前記二組の双差動トランジスタそれぞれに接続す
   るベース接地およびゲート接地のいずれか一方による二
   つのトランジスタにより構成されることを特徴とする９
   ０度移相器。
6. 【請求項６】 請求項２に記載の９０度移相器におい
   て、前記帰還部は、前記デューティ比検出信号から直流
   成分を取り出すローパスフィルタと、このローパスフィ
   ルタの出力を増幅する直流成分増幅器とを備えることを
   特徴とする９０度移相器。