JPH11155281A - スイッチングレギュレータ - Google Patents
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 軽負荷時にスイッチングレギュレータの効率
をあげること。 【解決手段】 エラーアンプ１３は、スイッチングレギ
ュレータの出力電圧と基準電圧回路１０の出力とを入力
し、両者の差電圧を出力する。コンパレータ１１５は、
この差電圧と基準電圧回路１１０の出力とを入力し、差
電圧が基準電圧以上かまたはそれ以下かを判定する。発
振回路１１４は、この判定結果に従って発振周波数が変
化するように構成されており、差電圧が基準電圧以下で
あるときは発振周波数を下げ、スイッチング周波数を下
げることで、軽負荷時の効率が改善される。
をあげること。 【解決手段】 エラーアンプ１３は、スイッチングレギ
ュレータの出力電圧と基準電圧回路１０の出力とを入力
し、両者の差電圧を出力する。コンパレータ１１５は、
この差電圧と基準電圧回路１１０の出力とを入力し、差
電圧が基準電圧以上かまたはそれ以下かを判定する。発
振回路１１４は、この判定結果に従って発振周波数が変
化するように構成されており、差電圧が基準電圧以下で
あるときは発振周波数を下げ、スイッチング周波数を下
げることで、軽負荷時の効率が改善される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、軽負荷時の効率
を上げることが可能なスイッチングレギュレータに関す
る。
を上げることが可能なスイッチングレギュレータに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来のスイッチングレギュレータとして
は、図１０の回路図に示されるようなスイッチングレギ
ュレータの制御回路が知られていた。このスイッチング
レギュレータでは、基準電圧回路１０の基準電圧と、ス
イッチングレギュレータの出力電圧Ｖｏｕｔを分圧する
ブリーダ抵抗１１、１２の接続点の電圧との差電圧を増
幅するエラーアンプ１３とが設けられている。エラーア
ンプ１３の出力電圧をＶｅｒｒ、基準電圧回路１０の出
力電圧をＶｒｅｆ、ブリーダ抵抗１１、１２の接続点の
電圧をＶａとすると、Ｖｒｅｆ＞Ｖａならば、Ｖｅｒｒ
は高くなり、逆にＶｒｅｆ＜Ｖａならば、Ｖｅｒｒは低
くなる。
は、図１０の回路図に示されるようなスイッチングレギ
ュレータの制御回路が知られていた。このスイッチング
レギュレータでは、基準電圧回路１０の基準電圧と、ス
イッチングレギュレータの出力電圧Ｖｏｕｔを分圧する
ブリーダ抵抗１１、１２の接続点の電圧との差電圧を増
幅するエラーアンプ１３とが設けられている。エラーア
ンプ１３の出力電圧をＶｅｒｒ、基準電圧回路１０の出
力電圧をＶｒｅｆ、ブリーダ抵抗１１、１２の接続点の
電圧をＶａとすると、Ｖｒｅｆ＞Ｖａならば、Ｖｅｒｒ
は高くなり、逆にＶｒｅｆ＜Ｖａならば、Ｖｅｒｒは低
くなる。
【０００３】ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄ
ｕｌａｔｉｏｎ）コンパレータ１５は、発振回路１４の
出力、例えば三角波と、エラーアンプ１３の出力を比較
して、信号を出す。図１１にこれらの信号を示す。つま
り、エラーアンプの出力Ｖｅｒｒが上下することで、Ｐ
ＷＭコンパレータ１５の出力のパルスの幅がコントロー
ルされる。スイッチングレギュレータは、このパルス幅
の時間のみ、スイッチ素子をＯＮまたは、ＯＦＦに制御
する。これが、いわゆるスイッチングレギュレータのＰ
ＷＭ動作である。
ｕｌａｔｉｏｎ）コンパレータ１５は、発振回路１４の
出力、例えば三角波と、エラーアンプ１３の出力を比較
して、信号を出す。図１１にこれらの信号を示す。つま
り、エラーアンプの出力Ｖｅｒｒが上下することで、Ｐ
ＷＭコンパレータ１５の出力のパルスの幅がコントロー
ルされる。スイッチングレギュレータは、このパルス幅
の時間のみ、スイッチ素子をＯＮまたは、ＯＦＦに制御
する。これが、いわゆるスイッチングレギュレータのＰ
ＷＭ動作である。
【０００４】図１２に昇圧型のスイッチングレギュレー
タの構成図を示す。入力電源２０には、コイル２１が接
続されている。コイル２１と出力容量２４の間には、整
流素子２３が接続されている。負荷２５は出力容量２４
と並列に接続される。スイッチングレギュレータ制御回
路３０は、スイッチングレギュレータの出力端子に接続
され、スイッチングレギュレータのスイッチ素子２２の
ＯＮ、ＯＦＦを制御する。
タの構成図を示す。入力電源２０には、コイル２１が接
続されている。コイル２１と出力容量２４の間には、整
流素子２３が接続されている。負荷２５は出力容量２４
と並列に接続される。スイッチングレギュレータ制御回
路３０は、スイッチングレギュレータの出力端子に接続
され、スイッチングレギュレータのスイッチ素子２２の
ＯＮ、ＯＦＦを制御する。
【０００５】一般に、スイッチングレギュレータの場
合、スイッチ素子をＯＮにする時間が長い方が、負荷に
電力を供給する能力が高くなる。例えば、負荷が重くな
ると、すなわち出力負荷電流値が大きくなると、スイッ
チングレギュレータの出力電圧が下がり、ブリーダ抵抗
１１，１２の分圧された電圧Ｖａが下がる。これによっ
て、エラーアンプ１３の出力Ｖｅｒｒは上がるので、結
果として、ＰＷＭコンパレータ１５のパルス幅が広が
り、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保つようにパルス幅が制
御される。
合、スイッチ素子をＯＮにする時間が長い方が、負荷に
電力を供給する能力が高くなる。例えば、負荷が重くな
ると、すなわち出力負荷電流値が大きくなると、スイッ
チングレギュレータの出力電圧が下がり、ブリーダ抵抗
１１，１２の分圧された電圧Ｖａが下がる。これによっ
て、エラーアンプ１３の出力Ｖｅｒｒは上がるので、結
果として、ＰＷＭコンパレータ１５のパルス幅が広が
り、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保つようにパルス幅が制
御される。
【０００６】逆に、負荷が軽くなると、すなわち出力負
荷電流値が小さくなると、スイッチングレギュレータの
出力電圧が上がり、ブリーダ抵抗の分圧された電圧Ｖａ
が上がる。これによって、エラーアンプ１３の出力Ｖｅ
ｒｒは下がるので、結果として、ＰＷＭコンパレータの
パルス幅が狭くなり、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保つよ
うにパルス幅が制御される。
荷電流値が小さくなると、スイッチングレギュレータの
出力電圧が上がり、ブリーダ抵抗の分圧された電圧Ｖａ
が上がる。これによって、エラーアンプ１３の出力Ｖｅ
ｒｒは下がるので、結果として、ＰＷＭコンパレータの
パルス幅が狭くなり、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保つよ
うにパルス幅が制御される。
【０００７】すなわち、エラーアンプ１３の出力Ｖｅｒ
ｒは、負荷電流値に応じて変化し、スイッチングレギュ
レータのパルス幅をコントロールする。
ｒは、負荷電流値に応じて変化し、スイッチングレギュ
レータのパルス幅をコントロールする。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来のスイッ
チングレギュレータでは、負荷が軽いときのスイッチン
グレギュレータの効率が著しく低下する。そこで、この
発明の目的は従来のこのような問題点を解決するため
に、スイッチングレギュレータの出力負荷電流値に応じ
て、具体的には、エラーアンプの出力電圧に応じて効率
を変化させ、負荷が軽いときのスイッチングレギュレー
タの効率を改善することを目的としている。
チングレギュレータでは、負荷が軽いときのスイッチン
グレギュレータの効率が著しく低下する。そこで、この
発明の目的は従来のこのような問題点を解決するため
に、スイッチングレギュレータの出力負荷電流値に応じ
て、具体的には、エラーアンプの出力電圧に応じて効率
を変化させ、負荷が軽いときのスイッチングレギュレー
タの効率を改善することを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、本発明では、基準電圧を発生する基準電圧回路
と、前記基準電圧と、該スイッチングレギュレータが出
力する出力電圧を分圧して得られる観測電圧とを入力
し、両電圧の差電圧を増幅するエラーアンプと、発振信
号を出力する発振回路と、前記エラーアンプの出力と、
前記発振回路の出力とを比較するＰＷＭコンパレータ
と、出力負荷電流を検出する負荷検出手段と、該負荷検
出手段が検出した負荷の大小に応じて、該スイッチング
レギュレータの効率を変化させる効率可変手段とを設け
てスイッチングレギュレータを構成した。
めに、本発明では、基準電圧を発生する基準電圧回路
と、前記基準電圧と、該スイッチングレギュレータが出
力する出力電圧を分圧して得られる観測電圧とを入力
し、両電圧の差電圧を増幅するエラーアンプと、発振信
号を出力する発振回路と、前記エラーアンプの出力と、
前記発振回路の出力とを比較するＰＷＭコンパレータ
と、出力負荷電流を検出する負荷検出手段と、該負荷検
出手段が検出した負荷の大小に応じて、該スイッチング
レギュレータの効率を変化させる効率可変手段とを設け
てスイッチングレギュレータを構成した。
【００１０】前記効率可変手段としては、前記発振回路
の発振周波数を変化させる発振周波数制御回路として構
成してもよく、または前記エラーアンプまたは前記ＰＷ
Ｍコンパレータの少なくとも一方の電源回路に接続さ
れ、該電源回路に供給する電流を変化させる電源電流制
御回路として構成してもよい。
の発振周波数を変化させる発振周波数制御回路として構
成してもよく、または前記エラーアンプまたは前記ＰＷ
Ｍコンパレータの少なくとも一方の電源回路に接続さ
れ、該電源回路に供給する電流を変化させる電源電流制
御回路として構成してもよい。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下に、本発明の第一の実施例を
図面に基づいて説明する。図１は本発明の第一の実施例
を示すスイッチングレギュレータの制御回路のブロック
図である。基準電圧回路１０、ブリーダ抵抗１１、１
２、エラーアンプ１３、及びＰＷＭコンパレータ１５は
従来のスイッチングレギュレータと同様である。
図面に基づいて説明する。図１は本発明の第一の実施例
を示すスイッチングレギュレータの制御回路のブロック
図である。基準電圧回路１０、ブリーダ抵抗１１、１
２、エラーアンプ１３、及びＰＷＭコンパレータ１５は
従来のスイッチングレギュレータと同様である。
【００１２】基準電圧回路１１０は、発振回路１１４の
発振波形の振幅の最低電圧から最高電圧の間の任意のあ
る電圧を出力する。例えば、発振回路の発振の振幅を
０．２Ｖ〜１．０Ｖとしたとき、その間の０．４Ｖを出
力するように設定しておく。コンパレータ１１５は、エ
ラーアンプ１３の出力Ｖｅｒｒと基準電圧１１０の出力
Ｖｒｅｆ１１０とを比較し、発振回路１１４へ制御信号
を出す。このコンパレータ１１５の制御信号によって、
発振回路１１４の発振周波数が変化するように構成す
る。例えば、コンパレータ１１５の出力の制御信号が”
Ｈ”の時、発振回路は、高い周波数（例えば、５００ｋ
Ｈｚ）で発振し、前記制御信号が”Ｌ”の時、発振回路
は、低い周波数（例えば、１００ｋＨｚ）で発振するよ
うに構成する。
発振波形の振幅の最低電圧から最高電圧の間の任意のあ
る電圧を出力する。例えば、発振回路の発振の振幅を
０．２Ｖ〜１．０Ｖとしたとき、その間の０．４Ｖを出
力するように設定しておく。コンパレータ１１５は、エ
ラーアンプ１３の出力Ｖｅｒｒと基準電圧１１０の出力
Ｖｒｅｆ１１０とを比較し、発振回路１１４へ制御信号
を出す。このコンパレータ１１５の制御信号によって、
発振回路１１４の発振周波数が変化するように構成す
る。例えば、コンパレータ１１５の出力の制御信号が”
Ｈ”の時、発振回路は、高い周波数（例えば、５００ｋ
Ｈｚ）で発振し、前記制御信号が”Ｌ”の時、発振回路
は、低い周波数（例えば、１００ｋＨｚ）で発振するよ
うに構成する。
【００１３】つまり、エラーアンプ１３の出力Ｖｅｒｒ
が、基準電圧１１０の出力Ｖｒｅｆ１１０よりも下がる
ような、軽い負荷のとき、発振周波数がさがり、ＳＷ素
子をＯＮさせるパルス幅が増大する。この動作を示す信
号波形図を図２に示す。仮に、高い周波数の５００ｋＨ
ｚにおいて、ＤＵＴＹ比（発振周期に対するスイッチ素
子がＯＮする比率）が１０％となるところ（この場合、
ＯＮの持続時間は０．２μ秒となる）に、基準電圧回路
１１０の出力Ｖｒｅｆ１１０の電圧を設定すると、エラ
ーアンプの出力Ｖｅｒｒが、それよりも高いような、重
い負荷に対しては、即ち、Ｖｅｒｒ＞Ｖｒｅｆ１１０で
は、５００ｋＨｚでＳＷ素子をＯＮ／ＯＦＦ制御する
が、逆に、Ｖｅｒｒ＜Ｖｒｅｆ１１０では、１００ｋＨ
ｚにて、発振回路が発振するので、その時のパルス幅
が、発振周期の１０％とすると、５００ｋＨｚの１０％
の５倍の１μ秒の、広いパルス幅でＳＷ素子をＯＮする
ことになる。
が、基準電圧１１０の出力Ｖｒｅｆ１１０よりも下がる
ような、軽い負荷のとき、発振周波数がさがり、ＳＷ素
子をＯＮさせるパルス幅が増大する。この動作を示す信
号波形図を図２に示す。仮に、高い周波数の５００ｋＨ
ｚにおいて、ＤＵＴＹ比（発振周期に対するスイッチ素
子がＯＮする比率）が１０％となるところ（この場合、
ＯＮの持続時間は０．２μ秒となる）に、基準電圧回路
１１０の出力Ｖｒｅｆ１１０の電圧を設定すると、エラ
ーアンプの出力Ｖｅｒｒが、それよりも高いような、重
い負荷に対しては、即ち、Ｖｅｒｒ＞Ｖｒｅｆ１１０で
は、５００ｋＨｚでＳＷ素子をＯＮ／ＯＦＦ制御する
が、逆に、Ｖｅｒｒ＜Ｖｒｅｆ１１０では、１００ｋＨ
ｚにて、発振回路が発振するので、その時のパルス幅
が、発振周期の１０％とすると、５００ｋＨｚの１０％
の５倍の１μ秒の、広いパルス幅でＳＷ素子をＯＮする
ことになる。
【００１４】軽い負荷の時に、広いパルス幅でＳＷ素子
をＯＮするということは、リップル電圧が増大するとい
うデメリットはあるが、スイッチングの回数が減少し、
結果として、スイッチングのロスが減少し、軽負荷時の
効率を向上させることができる。エラーアンプ出力がさ
らに下がると、パルスの幅は細くなるが、スイッチング
の周波数は低いので、軽負荷時のスイッチング損失が減
少し、効率は改善される。図３に、横軸を出力負荷電
流、縦軸を効率としたときの特性曲線を示す。
をＯＮするということは、リップル電圧が増大するとい
うデメリットはあるが、スイッチングの回数が減少し、
結果として、スイッチングのロスが減少し、軽負荷時の
効率を向上させることができる。エラーアンプ出力がさ
らに下がると、パルスの幅は細くなるが、スイッチング
の周波数は低いので、軽負荷時のスイッチング損失が減
少し、効率は改善される。図３に、横軸を出力負荷電
流、縦軸を効率としたときの特性曲線を示す。
【００１５】図１０の従来のスイッチングレギュレータ
では、負荷が軽いときのスイッチング損失が増大し、効
率が大幅に減少するが、本発明のスイッチングレギュレ
ータでは、負荷が軽いとき、スイッチングの回数を減ら
すことで、効率をあげることができる。一方、エラーア
ンプの出力Ｖｅｒｒが、基準電圧回路１１０の出力Ｖｒ
ｅｆ１１０よりも、大きいような負荷の場合は、従来と
同じ動作をするので、効率、及び、リップルに変化はな
い。
では、負荷が軽いときのスイッチング損失が増大し、効
率が大幅に減少するが、本発明のスイッチングレギュレ
ータでは、負荷が軽いとき、スイッチングの回数を減ら
すことで、効率をあげることができる。一方、エラーア
ンプの出力Ｖｅｒｒが、基準電圧回路１１０の出力Ｖｒ
ｅｆ１１０よりも、大きいような負荷の場合は、従来と
同じ動作をするので、効率、及び、リップルに変化はな
い。
【００１６】また、基準電圧回路１１０の出力電圧Ｖｒ
ｅｆ１１０の電圧値を調整することで、発振周波数を切
り換えるときのエラーアンプの出力電圧値を調整できる
ので、発振周波数を切り換えるときのスイッチングレギ
ュレータの出力負荷電流値を任意に調整できることは明
白である。図４は本発明の第二の実施例によるスイッチ
ングレギュレータの制御回路のブロック図である。基準
電圧回路１０、ブリーダ抵抗１１、１２、エラーアンプ
１３、及びＰＷＭコンパレータ１５は従来と同様であ
る。
ｅｆ１１０の電圧値を調整することで、発振周波数を切
り換えるときのエラーアンプの出力電圧値を調整できる
ので、発振周波数を切り換えるときのスイッチングレギ
ュレータの出力負荷電流値を任意に調整できることは明
白である。図４は本発明の第二の実施例によるスイッチ
ングレギュレータの制御回路のブロック図である。基準
電圧回路１０、ブリーダ抵抗１１、１２、エラーアンプ
１３、及びＰＷＭコンパレータ１５は従来と同様であ
る。
【００１７】第一の実施例との相違点は、発振回路１１
４の発振周波数が、エラーアンプ１３の出力Ｖｅｒｒに
応じて、アナログ的に変化することである。電圧−電流
変換回路１２０は、エラーアンプの出力Ｖｅｒｒに応じ
て、発振回路１１４の電流値をアナログ的に変化させ
る。例えば、発振回路１１４が、コンデンサを充放電す
ることによって、発振周波数を決める構成の発振回路で
あるとすると、エラーアンプ１３の出力で発振回路１１
４の前記充放電電流をコントロールすれば、図５のよう
に、充放電電流にほぼ比例して、発振周波数が変化する
ことになる。
４の発振周波数が、エラーアンプ１３の出力Ｖｅｒｒに
応じて、アナログ的に変化することである。電圧−電流
変換回路１２０は、エラーアンプの出力Ｖｅｒｒに応じ
て、発振回路１１４の電流値をアナログ的に変化させ
る。例えば、発振回路１１４が、コンデンサを充放電す
ることによって、発振周波数を決める構成の発振回路で
あるとすると、エラーアンプ１３の出力で発振回路１１
４の前記充放電電流をコントロールすれば、図５のよう
に、充放電電流にほぼ比例して、発振周波数が変化する
ことになる。
【００１８】すなわち、スイッチングレギュレータの負
荷の軽い時は、発振回路１１４の充放電電流は少なくな
り、つまり発振周波数は低くなり、結果として軽負荷時
のスイッチングレギュレータのスイッチング回数が減少
し、効率が改善される。逆に、負荷の重いときは、発振
回路１１４の充放電電流が多くなり、発振周波数は高く
なる。これによって、多少効率は下がるが、良好な応答
特性と、低リップル電圧を得ることができる。
荷の軽い時は、発振回路１１４の充放電電流は少なくな
り、つまり発振周波数は低くなり、結果として軽負荷時
のスイッチングレギュレータのスイッチング回数が減少
し、効率が改善される。逆に、負荷の重いときは、発振
回路１１４の充放電電流が多くなり、発振周波数は高く
なる。これによって、多少効率は下がるが、良好な応答
特性と、低リップル電圧を得ることができる。
【００１９】上記実施例では、エラーアンプの出力電圧
値に応じて、発振回路の発振周波数を変化させている
が、これに限らず、重負荷時と軽負荷時とを識別する信
号によって、前記発振周波数を変化させても、同様の効
果を有する。例えば、重負荷時と軽負荷時を識別する信
号としては、外部から供給される信号や、ＰＷＭコンパ
レータ１５の出力パルス幅に応じた出力電圧をもった信
号等がある。
値に応じて、発振回路の発振周波数を変化させている
が、これに限らず、重負荷時と軽負荷時とを識別する信
号によって、前記発振周波数を変化させても、同様の効
果を有する。例えば、重負荷時と軽負荷時を識別する信
号としては、外部から供給される信号や、ＰＷＭコンパ
レータ１５の出力パルス幅に応じた出力電圧をもった信
号等がある。
【００２０】次に本発明の第三の実施例について説明す
る。図６は本発明の第三の実施例を示すスイッチングレ
ギュレータの制御回路のブロック図である。基準電圧回
路１０、ブリーダ抵抗１１、１２、及び、発振回路１４
は従来のスイッチングレギュレータと同様である。エラ
ーアンプ１１３とＰＷＭコンパレータ１１７の動作も、
従来のスイッチングレギュレータと同じである。基準電
圧回路１１０は、発振回路１４の発振波形の振幅の最低
電圧から最高電圧の間の任意のある電圧を出力する。例
えば、発振回路の発振の振幅を０．２Ｖ〜１．０Ｖとし
たとき、その間の０．４Ｖを出力するように設定してお
く。コンパレータ１１６は、エラーアンプ１１３の出力
Ｖｅｒｒと基準電圧１１０の出力Ｖｒｅｆ１１０とを比
較し、エラーアンプ１１３とＰＷＭコンパレータ１１７
へ制御信号を出す。このコンパレータ１１６の制御信号
によって、エラーアンプ１１３とＰＷＭコンパレータ１
１７の消費電流が変化するように構成する。例えば、コ
ンパレータ１１６の出力の制御信号が”Ｈ”の時、エラ
ーアンプ１１３とＰＷＭコンパレータ１１７の消費電流
は高く（例えば、それぞれ１０μＡ）、前記制御信号
が”Ｌ”の時は、消費電流を下げる（例えば、１μＡ）
ように構成する。消費電流を変化させる具体的手段とし
ては、例えば、９μＡの定電流源と１μＡの定電流源の
２つの定電流源をエラーアンプ１１３とＰＷＭコンパレ
ータ１１７に接続し、９μＡの定電流源には電流経路に
ＳＷ素子を設け、前記コンパレータ１１６の信号によっ
て前記ＳＷ素子のＯＮあるいはＯＦＦを行なうことで、
消費電流を変化させることができる。
る。図６は本発明の第三の実施例を示すスイッチングレ
ギュレータの制御回路のブロック図である。基準電圧回
路１０、ブリーダ抵抗１１、１２、及び、発振回路１４
は従来のスイッチングレギュレータと同様である。エラ
ーアンプ１１３とＰＷＭコンパレータ１１７の動作も、
従来のスイッチングレギュレータと同じである。基準電
圧回路１１０は、発振回路１４の発振波形の振幅の最低
電圧から最高電圧の間の任意のある電圧を出力する。例
えば、発振回路の発振の振幅を０．２Ｖ〜１．０Ｖとし
たとき、その間の０．４Ｖを出力するように設定してお
く。コンパレータ１１６は、エラーアンプ１１３の出力
Ｖｅｒｒと基準電圧１１０の出力Ｖｒｅｆ１１０とを比
較し、エラーアンプ１１３とＰＷＭコンパレータ１１７
へ制御信号を出す。このコンパレータ１１６の制御信号
によって、エラーアンプ１１３とＰＷＭコンパレータ１
１７の消費電流が変化するように構成する。例えば、コ
ンパレータ１１６の出力の制御信号が”Ｈ”の時、エラ
ーアンプ１１３とＰＷＭコンパレータ１１７の消費電流
は高く（例えば、それぞれ１０μＡ）、前記制御信号
が”Ｌ”の時は、消費電流を下げる（例えば、１μＡ）
ように構成する。消費電流を変化させる具体的手段とし
ては、例えば、９μＡの定電流源と１μＡの定電流源の
２つの定電流源をエラーアンプ１１３とＰＷＭコンパレ
ータ１１７に接続し、９μＡの定電流源には電流経路に
ＳＷ素子を設け、前記コンパレータ１１６の信号によっ
て前記ＳＷ素子のＯＮあるいはＯＦＦを行なうことで、
消費電流を変化させることができる。
【００２１】つまり、エラーアンプ１１３の出力Ｖｅｒ
ｒが、基準電圧１１０の出力Ｖｒｅｆ１１０よりも下が
るような、軽い負荷のときは、スイッチングレギュレー
タの制御回路の電流を減少させる。この動作を示す信号
波形を図７に示す。仮に、コンパレータ１１６が“Ｈ”
のとき、スイッチングレギュレータの消費電流が、３０
μＡとする。その内の２０μＡをエラーアンプ１１３と
ＰＷＭコンパレータ１１７で消費しているとする。スイ
ッチングレギュレータの負荷が、スイッチングレギュレ
ータの消費電流と同等になるくらいに軽くなり、３０μ
Ａになったとすると、明らかに、スイッチングレギュレ
ータの効率としては、半分以下に低下してしまう。しか
し、そのような軽負荷時に、コンパレータ１１６が
“Ｌ”になり、エラーアンプ１１３と、ＰＷＭコンパレ
ータ１１７の消費電流が、２μＡに減少すすれば、スイ
ッチングレギュレータの消費電流は、１２μＡとなる。
その時の効率は７０％程度まで上げることができる。
ｒが、基準電圧１１０の出力Ｖｒｅｆ１１０よりも下が
るような、軽い負荷のときは、スイッチングレギュレー
タの制御回路の電流を減少させる。この動作を示す信号
波形を図７に示す。仮に、コンパレータ１１６が“Ｈ”
のとき、スイッチングレギュレータの消費電流が、３０
μＡとする。その内の２０μＡをエラーアンプ１１３と
ＰＷＭコンパレータ１１７で消費しているとする。スイ
ッチングレギュレータの負荷が、スイッチングレギュレ
ータの消費電流と同等になるくらいに軽くなり、３０μ
Ａになったとすると、明らかに、スイッチングレギュレ
ータの効率としては、半分以下に低下してしまう。しか
し、そのような軽負荷時に、コンパレータ１１６が
“Ｌ”になり、エラーアンプ１１３と、ＰＷＭコンパレ
ータ１１７の消費電流が、２μＡに減少すすれば、スイ
ッチングレギュレータの消費電流は、１２μＡとなる。
その時の効率は７０％程度まで上げることができる。
【００２２】軽い負荷の時に、エラーアンプや、ＰＷＭ
コンパレータの電流を下げるということは、スイッチン
グレギュレータの応答が遅くなるというデメリットはあ
る。しかし、携帯機器において、負荷が軽いときは、待
機モードであり、電源電圧や、負荷変動は少ない。この
ため、一般には軽負荷時の効率改善効果のメリットの方
が大きい。図８に、横軸を出力負荷電流、縦軸を効率と
したときの特性曲線を示す。
コンパレータの電流を下げるということは、スイッチン
グレギュレータの応答が遅くなるというデメリットはあ
る。しかし、携帯機器において、負荷が軽いときは、待
機モードであり、電源電圧や、負荷変動は少ない。この
ため、一般には軽負荷時の効率改善効果のメリットの方
が大きい。図８に、横軸を出力負荷電流、縦軸を効率と
したときの特性曲線を示す。
【００２３】図１０の従来のスイッチングレギュレータ
では、負荷が軽いとき、スイッチングレギュレータ自体
の消費電流によって損失が増大し、効率が大幅に減少す
るが、本発明のスイッチングレギュレータでは、負荷が
軽いとき、スイッチングレギュレータ自体の消費電流を
減らすことで、効率をあげることができる。一方、エラ
ーアンプ１１３の出力Ｖｅｒｒが、基準電圧回路１１０
の出力Ｖｒｅｆ１１０よりも、大きいような負荷の場合
は、従来と同じ動作をするので、効率、及び、応答特性
に変化はない。
では、負荷が軽いとき、スイッチングレギュレータ自体
の消費電流によって損失が増大し、効率が大幅に減少す
るが、本発明のスイッチングレギュレータでは、負荷が
軽いとき、スイッチングレギュレータ自体の消費電流を
減らすことで、効率をあげることができる。一方、エラ
ーアンプ１１３の出力Ｖｅｒｒが、基準電圧回路１１０
の出力Ｖｒｅｆ１１０よりも、大きいような負荷の場合
は、従来と同じ動作をするので、効率、及び、応答特性
に変化はない。
【００２４】また、基準電圧回路１１０の出力電圧Ｖｒ
ｅｆ１１０の電圧値を調整することで、消費電流を切り
換えるときのエラーアンプ１１３の出力電圧値を調整で
きるので、消費電流を切り換えるときのスイッチングレ
ギュレータの出力負荷電流値を任意に調整できることは
明白である。図９は本発明の第四の実施例によるスイッ
チングレギュレータの制御回路のブロック図である。基
準電圧回路１０、ブリーダ抵抗１１、１２、及び、発振
回路１４は従来と同様である。エラーアンプ１１３とＰ
ＷＭコンパレータ１１７の動作も、従来と同じである。
ｅｆ１１０の電圧値を調整することで、消費電流を切り
換えるときのエラーアンプ１１３の出力電圧値を調整で
きるので、消費電流を切り換えるときのスイッチングレ
ギュレータの出力負荷電流値を任意に調整できることは
明白である。図９は本発明の第四の実施例によるスイッ
チングレギュレータの制御回路のブロック図である。基
準電圧回路１０、ブリーダ抵抗１１、１２、及び、発振
回路１４は従来と同様である。エラーアンプ１１３とＰ
ＷＭコンパレータ１１７の動作も、従来と同じである。
【００２５】第三の実施例との相違点は、エラーアンプ
１１３とＰＷＭコンパレータ１１７の消費電流が、エラ
ーアンプ１１３の出力Ｖｅｒｒに応じて、アナログ的に
変化することである。電圧−電流変換回路１２０は、エ
ラーアンプ１１３の出力電圧に応じて、エラーアンプ１
１３、及び、ＰＷＭコンパレータ１１７の消費電流をア
ナログ的に変化させる。
１１３とＰＷＭコンパレータ１１７の消費電流が、エラ
ーアンプ１１３の出力Ｖｅｒｒに応じて、アナログ的に
変化することである。電圧−電流変換回路１２０は、エ
ラーアンプ１１３の出力電圧に応じて、エラーアンプ１
１３、及び、ＰＷＭコンパレータ１１７の消費電流をア
ナログ的に変化させる。
【００２６】即ち、エラーアンプ１１３の出力が低い、
負荷の軽い時は、エラーアンプとＰＷＭコンパレータの
消費電流を少なくして、スイッチングレギュレータの軽
負荷時の効率をあげる。また、負荷の重い時は、エラー
アンプとＰＷＭコンパレータの消費電流を増加させて、
スイッチングレギュレータの応答特性を改善する。負荷
の重い時は、スイッチングレギュレータの自己消費電流
よりも、他のスイッチング損失が支配的となるので、エ
ラーアンプとＰＷＭコンパレータの消費電流を多少増加
させたとしても、効率の低下はほとんどない。
負荷の軽い時は、エラーアンプとＰＷＭコンパレータの
消費電流を少なくして、スイッチングレギュレータの軽
負荷時の効率をあげる。また、負荷の重い時は、エラー
アンプとＰＷＭコンパレータの消費電流を増加させて、
スイッチングレギュレータの応答特性を改善する。負荷
の重い時は、スイッチングレギュレータの自己消費電流
よりも、他のスイッチング損失が支配的となるので、エ
ラーアンプとＰＷＭコンパレータの消費電流を多少増加
させたとしても、効率の低下はほとんどない。
【００２７】上記第三及び第四の実施例では、エラーア
ンプとＰＷＭコンパレータの両方の消費電流を、エラー
アンプの出力に応じて変化させているが、どちらか片方
の消費電流のみを、変化させても、効果は少なくなる
が、軽負荷時の効率を改善できることは明白である。ま
た、上記実施例では、エラーアンプの出力電圧値に応じ
て、エラーアンプとＰＷＭコンパレータの消費電流を変
化させているが、これに限らず、重負荷時と軽負荷時と
を識別する信号によって、前記消費電流を変化させて
も、同様の効果を有する。例えば、重負荷時と軽負荷時
を識別する信号としては、外部から供給される信号や、
ＰＷＭコンパレータ１１７の出力パルス幅に応じた出力
電圧をもった信号等が考えられる。
ンプとＰＷＭコンパレータの両方の消費電流を、エラー
アンプの出力に応じて変化させているが、どちらか片方
の消費電流のみを、変化させても、効果は少なくなる
が、軽負荷時の効率を改善できることは明白である。ま
た、上記実施例では、エラーアンプの出力電圧値に応じ
て、エラーアンプとＰＷＭコンパレータの消費電流を変
化させているが、これに限らず、重負荷時と軽負荷時と
を識別する信号によって、前記消費電流を変化させて
も、同様の効果を有する。例えば、重負荷時と軽負荷時
を識別する信号としては、外部から供給される信号や、
ＰＷＭコンパレータ１１７の出力パルス幅に応じた出力
電圧をもった信号等が考えられる。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によるスイ
ッチングレギュレータでは、負荷の大小を検出し、この
検出結果に応じて、スイッチングレギュレータの効率を
変化させる可変効率手段を設けた。この可変効率手段
は、発振回路の発振周波数を変化させる発振周波数制御
回路、またはエラーアンプまたはＰＷＭコンパレータの
少なくとも一方の電源回路に接続され、電源回路に供給
する電流を変化させる電源電流制御回路によって構成し
た。前者の構成によれば、低負荷時に発振回路の発振周
波数をさげて、幅の広いパルス幅でスイッチングするこ
とで、軽負荷時の効率を上げることができる。また後者
の構成によれば、軽負荷時に、スイッチングレギュレー
タの消費電流を下げることで、軽負荷時の効率を上げる
ことができる。
ッチングレギュレータでは、負荷の大小を検出し、この
検出結果に応じて、スイッチングレギュレータの効率を
変化させる可変効率手段を設けた。この可変効率手段
は、発振回路の発振周波数を変化させる発振周波数制御
回路、またはエラーアンプまたはＰＷＭコンパレータの
少なくとも一方の電源回路に接続され、電源回路に供給
する電流を変化させる電源電流制御回路によって構成し
た。前者の構成によれば、低負荷時に発振回路の発振周
波数をさげて、幅の広いパルス幅でスイッチングするこ
とで、軽負荷時の効率を上げることができる。また後者
の構成によれば、軽負荷時に、スイッチングレギュレー
タの消費電流を下げることで、軽負荷時の効率を上げる
ことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一の実施例によるスイッチングレギ
ュレータの制御回路のブロック図である。
ュレータの制御回路のブロック図である。
【図２】本発明の第一の実施例によるスイッチングレギ
ュレータの動作を示す信号波形図である。
ュレータの動作を示す信号波形図である。
【図３】本発明の第一の実施例によるスイッチングレギ
ュレータと従来のスイッチングレギュレータの効率を示
す説明図である。
ュレータと従来のスイッチングレギュレータの効率を示
す説明図である。
【図４】本発明の第二の実施例によるスイッチングレギ
ュレータの制御回路のブロック図である。
ュレータの制御回路のブロック図である。
【図５】本発明の第二の実施例によるスイッチングレギ
ュレータの発振回路の充放電電流と発振周波数の関係を
示す説明図である。
ュレータの発振回路の充放電電流と発振周波数の関係を
示す説明図である。
【図６】本発明の第三の実施例によるスイッチングレギ
ュレータの制御回路のブロック図である。
ュレータの制御回路のブロック図である。
【図７】本発明の第三の実施例によるスイッチングレギ
ュレータの動作を示す信号波形図である。
ュレータの動作を示す信号波形図である。
【図８】本発明の第三の実施例によるスイッチングレギ
ュレータと従来のスイッチングレギュレータの効率を示
す説明図である。
ュレータと従来のスイッチングレギュレータの効率を示
す説明図である。
【図９】本発明の第四の実施例によるスイッチングレギ
ュレータの制御回路のブロック図である。
ュレータの制御回路のブロック図である。
【図１０】従来のスイッチングレギュレータのブロック
図である。
図である。
【図１１】従来のスイッチングレギュレータの動作を示
す信号波形図である。
す信号波形図である。
【図１２】従来の昇圧型スイッチングレギュレータのブ
ロック図である。
ロック図である。
１０ 基準電圧回路 １１、１２ ブリーダ抵抗 １３、１１３ エラーアンプ １４、１１４ 発振回路 １５、１１７ ＰＷＭコンパレータ １１０ 基準電圧回路 １１５、１１６ コンパレータ １２０ 電圧−電流変換回路
Claims (12)
- 【請求項１】 基準電圧を発生する基準電圧回路と、 前記基準電圧と、該スイッチングレギュレータが出力す
る出力電圧を分圧して得られる観測電圧とを入力し、両
電圧の差電圧を増幅するエラーアンプと、 発振信号を出力する発振回路と、 前記エラーアンプの出力電圧と、前記発振回路の出力電
圧とを比較するＰＷＭコンパレータと、 出力負荷電流を検出する負荷検出手段と、 該負荷検出手段が検出した負荷の大小に応じて、該スイ
ッチングレギュレータの効率を変化させる効率可変手段
とを有することを特徴とするスイッチングレギュレー
タ。 - 【請求項２】 前記負荷検出手段は、 第二の基準電圧を発生する第二の基準電圧回路と、 前記第二の基準電圧と、前記エラーアンプが出力する電
圧とを比較する第二のコンパレータとで構成されること
を特徴とする請求項１記載のスイッチングレギュレー
タ。 - 【請求項３】 前記効率可変手段は、前記発振回路の発
振周波数を変化させる発振周波数制御回路であることを
特徴とする請求項１記載のスイッチングレギュレータ。 - 【請求項４】 前記負荷検出手段は、 第二の基準電圧を発生する第二の基準電圧回路と、 前記第二の基準電圧と、前記エラーアンプが出力する電
圧とを比較する第二のコンパレータとで構成され、 前記発振回路は、第一の発振周波数と、これより高い周
波数の第二の発振周波数の発振信号を出力するように構
成されたものであり、 前記効率可変手段は、前記エラーアンプの出力電圧が前
記第二の基準電圧よりも小さい場合は前記発振回路に第
一の発振周波数の発振信号を出力するように制御し、前
記エラーアンプの出力電圧が前記第二の基準電圧よりも
大きい場合は前記発振回路に第二の発振周波数の発振信
号を出力するように制御する発振周波数制御回路である
ことを特徴とする請求項１記載のスイッチングレギュレ
ータ。 - 【請求項５】 前記負荷検出手段は、 第二の基準電圧を発生する第二の基準電圧回路と、 前記第二の基準電圧と、前記エラーアンプの出力電圧と
を入力し、両電圧の第二の差電圧を増幅する第二のエラ
ーアンプとで構成され、 前記発振回路は制御電圧入力回路を有し、該制御電圧入
力回路に入力する制御電圧に基づいて発振周波数が変化
する電圧制御発振回路であり、 前記効率可変手段は、前記第二のエラーアンプの出力す
る第二の差電圧を入力し、該第二の差電圧を前記発振回
路の制御電圧入力回路に出力し、前記第二の差電圧に応
じて前記発振周波数を連続的に変化させるように制御す
る発振周波数制御回路であることを特徴とする請求項１
記載のスイッチングレギュレータ。 - 【請求項６】 基準電圧を発生する基準電圧回路と、 前記基準電圧と、該スイッチングレギュレータが出力す
る出力電圧を分圧して得られる観測電圧とを入力し、両
電圧の差電圧を増幅するエラーアンプと、 第一の発振周波数と、これより高い第二の発振周波数の
発振信号を出力する発振回路と、 前記エラーアンプの出力電圧と、前記発振回路の出力電
圧とを比較するＰＷＭコンパレータと、 第二の基準電圧を発生する第二の基準電圧回路と、 前記第二の基準電圧と、前記エラーアンプが出力する電
圧とを比較する第二のコンパレータとで構成され、 前記発振回路は、前記エラーアンプの出力電圧が前記第
二の基準電圧よりも小さい場合は前記第一の発振周波数
の発振信号を出力し、前記エラーアンプの出力電圧が前
記第二の基準電圧よりも大きい場合は前記第二の発振周
波数の発振信号を出力するように構成されたことを特徴
とするスイッチングレギュレータ。 - 【請求項７】 基準電圧を発生する基準電圧回路と、 前記基準電圧と、該スイッチングレギュレータが出力す
る出力電圧を分圧して得られる観測電圧とを入力し、両
電圧の差電圧を増幅するエラーアンプと、 制御電圧入力回路を有し、該制御電圧入力回路に入力す
る制御電圧に基づいて発振周波数が変化する発振信号を
出力する電圧制御発振回路と、 前記エラーアンプの出力電圧と、前記発振回路の出力電
圧とを比較するＰＷＭコンパレータと、 第二の基準電圧を発生する第二の基準電圧回路と、 前記第二の基準電圧と、前記エラーアンプが出力する電
圧とを入力し、両電圧の第二の差電圧を増幅する第二の
エラーアンプとで構成され、 前記電圧制御発振回路は、前記第二の差電圧に応じて連
続的に発振周波数を変化させるように構成されたことを
特徴とするスイッチングレギュレータ。 - 【請求項８】 前記効率可変手段は、前記エラーアンプ
または前記ＰＷＭコンパレータの少なくとも一方の電源
回路に接続され、該電源回路に供給する電流を変化させ
る電源電流制御回路であることを特徴とする請求項１記
載のスイッチングレギュレータ。 - 【請求項９】 前記負荷検出手段は、 第二の基準電圧を発生する第二の基準電圧回路と、 前記第二の基準電圧と、前記エラーアンプが出力する前
記差電圧とを比較する第二のコンパレータとで構成さ
れ、 前記効率可変回路は、前記差電圧が前記第二の基準電圧
よりも小さい場合は第一の電流を供給し、前記エラーア
ンプ出力電圧が前記第二の基準電圧よりも大きい場合は
前記第一の電流とは異なる第二の電流を供給するように
構成された電源電流制御回路であることを特徴とする請
求項１記載のスイッチングレギュレータ。 - 【請求項１０】 前記負荷検出手段は、 第二の基準電圧を発生する第二の基準電圧回路と、 前記第二の基準電圧と、前記エラーアンプが出力する電
圧とを入力し、両電圧の第二の差電圧を増幅する第二の
エラーアンプとで構成され、 前記効率可変回路は、前記第二の差電圧に応じて連続的
に供給電流を変化させる電源電流制御回路であることを
特徴とする請求項１記載のスイッチングレギュレータ。 - 【請求項１１】 基準電圧を発生する基準電圧回路と、 前記基準電圧と、該スイッチングレギュレータが出力す
る出力電圧を分圧して得られる観測電圧とを入力し、両
電圧の差電圧を増幅するエラーアンプと、 発振信号を出力する発振回路と、 前記エラーアンプの出力電圧と、前記発振回路の出力電
圧とを比較するＰＷＭコンパレータと、 第二の基準電圧を発生する第二の基準電圧回路と、 前記第二の基準電圧と、前記エラーアンプが出力する電
圧とを比較する第二のコンパレータと、 前記エラーアンプまたは前記ＰＷＭコンパレータの少な
くとも一方の電源回路に接続され、該電源回路に、前記
エラーアンプ出力電圧が前記第二の基準電圧よりも小さ
い場合は第一の電流を供給し、前記差電圧が前記第二の
基準電圧よりも大きい場合は前記第一の電流と異なる第
二の電流を供給する電源電流制御回路とを有することを
特徴とするスイッチングレギュレータ。 - 【請求項１２】 基準電圧を発生する基準電圧回路と、 前記基準電圧と、該スイッチングレギュレータが出力す
る出力電圧を分圧して得られる観測電圧とを入力し、両
電圧の差電圧を増幅するエラーアンプと、 発振信号を出力する発振回路と、 前記エラーアンプの出力と、前記発振回路の出力とを比
較するＰＷＭコンパレータと、 第二の基準電圧を発生する第二の基準電圧回路と、 前記第二の基準電圧と、前記エラーアンプが出力する電
圧とを入力し、両電圧の第二の差電圧を増幅する第二の
エラーアンプと、 前記エラーアンプまたは前記ＰＷＭコンパレータの少な
くとも一方の電源回路に接続され、前記第二の差電圧に
応じて連続的に供給電流を変化させる電源電流制御回路
とを有することを特徴とするスイッチングレギュレー
タ。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18279498A JP3506913B2 (ja) | 1997-09-22 | 1998-06-29 | スイッチングレギュレータ |
| US09/157,732 US6100675A (en) | 1997-09-22 | 1998-09-21 | Switching regulator capable of increasing regulator efficiency under light load |
| TW087115786A TW425753B (en) | 1997-09-22 | 1998-09-22 | Switching regulator capable of increasing regulator efficiency under lightload |
| CNB981207480A CN1179471C (zh) | 1997-09-22 | 1998-09-22 | 能够在轻负载下提高稳压器效率的开关稳压器 |
| KR1019980039255A KR100570721B1 (ko) | 1997-09-22 | 1998-09-22 | 작은부하에서효율을향상시킬수있는스위칭레귤레이터 |
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25719297 | 1997-09-22 | ||
| JP9-257192 | 1997-09-22 | ||
| JP9-257193 | 1997-09-22 | ||
| JP25719397 | 1997-09-22 | ||
| JP18279498A JP3506913B2 (ja) | 1997-09-22 | 1998-06-29 | スイッチングレギュレータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11155281A true JPH11155281A (ja) | 1999-06-08 |
| JP3506913B2 JP3506913B2 (ja) | 2004-03-15 |
Family
ID=27325204
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18279498A Expired - Lifetime JP3506913B2 (ja) | 1997-09-22 | 1998-06-29 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6100675A (ja) |
| JP (1) | JP3506913B2 (ja) |
| KR (1) | KR100570721B1 (ja) |
| CN (1) | CN1179471C (ja) |
| TW (1) | TW425753B (ja) |
Cited By (22)
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