JPH11160099A - 回転位置検出装置 - Google Patents
回転位置検出装置Info
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- JPH11160099A JPH11160099A JP34192697A JP34192697A JPH11160099A JP H11160099 A JPH11160099 A JP H11160099A JP 34192697 A JP34192697 A JP 34192697A JP 34192697 A JP34192697 A JP 34192697A JP H11160099 A JPH11160099 A JP H11160099A
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- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims abstract description 10
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 9
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- 238000004804 winding Methods 0.000 description 8
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- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
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- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
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- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 レゾルバの二相出力間の電圧信号のばらつき
を除去し、Ｒ−Ｄコンバータによる演算精度を向上させ
る。 【解決手段】 一相励磁二相出力方式のレゾルバ１と、
その出力アナログ信号をデジタル信号に変換するレゾル
バ−デジタル・コンバータ３とからなる回転位置検出装
置において、レゾルバ１とレゾルバ−デジタル・コンバ
ータ３との間に、二相出力電圧の最大振幅を均等に調整
する調整回路Ａを設けた。
を除去し、Ｒ−Ｄコンバータによる演算精度を向上させ
る。 【解決手段】 一相励磁二相出力方式のレゾルバ１と、
その出力アナログ信号をデジタル信号に変換するレゾル
バ−デジタル・コンバータ３とからなる回転位置検出装
置において、レゾルバ１とレゾルバ−デジタル・コンバ
ータ３との間に、二相出力電圧の最大振幅を均等に調整
する調整回路Ａを設けた。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、回転位置検出装置
に関し、特に、レゾルバの出力をレゾルバ−デジタル・
コンバータに入力する回路に関する。
に関し、特に、レゾルバの出力をレゾルバ−デジタル・
コンバータに入力する回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】各種機器の軸回転位置を絶対角で検出可
能なセンサとしてレゾルバがある。こうしたレゾルバを
用いる回転位置検出装置は、図３に示すように、アナロ
グ信号を出力するセンシング部としてのレゾルバａと、
それから出力されるアナログ信号をＣＰＵにインターフ
ェース可能なデジタル信号に変換・処理する電気回路部
としてのレゾルバ−デジタル・コンバータ（以下、Ｒ−
Ｄコンバータという）ｂから構成される。
能なセンサとしてレゾルバがある。こうしたレゾルバを
用いる回転位置検出装置は、図３に示すように、アナロ
グ信号を出力するセンシング部としてのレゾルバａと、
それから出力されるアナログ信号をＣＰＵにインターフ
ェース可能なデジタル信号に変換・処理する電気回路部
としてのレゾルバ−デジタル・コンバータ（以下、Ｒ−
Ｄコンバータという）ｂから構成される。
【０００３】一般にレゾルバは、１つのロータと２つの
ステータを備える構成とされ、図４に示すように、ロー
タの巻き線に、図３に示す励磁回路ｃによりＶ・ｓｉｎ
ωｔなる信号を励磁すると、ステータの２つの巻き線
に、軸角度θをパラメータとする出力として、 Ｖ1 ＝Ｖ・ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθ Ｖ2 ＝Ｖ・ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ なる信号が得られ、これがＲ−Ｄコンバータの入力とな
る。
ステータを備える構成とされ、図４に示すように、ロー
タの巻き線に、図３に示す励磁回路ｃによりＶ・ｓｉｎ
ωｔなる信号を励磁すると、ステータの２つの巻き線
に、軸角度θをパラメータとする出力として、 Ｖ1 ＝Ｖ・ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθ Ｖ2 ＝Ｖ・ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ なる信号が得られ、これがＲ−Ｄコンバータの入力とな
る。
【０００４】また、Ｒ−Ｄコンバータは、図４に示すよ
うに、主な内部構成として乗算型のＤ−Ａコンバータ、
整流検波器、積分器、電圧制御発振器（ＶＣＯ）及びア
ップ／ダウン・カウンタを備えている。このＲ−Ｄコン
バータでは、アップ／ダウン・カウンタで作りだされた
デジタル角度φをコサインＤ−Ａコンバータの入力と
し、Ｖ1 をリファレンス入力とすると、 Ｖ・ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθ・ｃｏｓφ なる信号が得られ、同様に、サインＤ−Ａコンバータ側
では、 Ｖ・ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ・ｓｉｎφ なる信号が得られる。これら２つの信号を次段の誤差ア
ンプで差をとり、まとめると、 Ｖ・ｓｉｎωｔ（ｓｉｎθ・ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｓｉ
ｎφ） という信号になる。ここに、ｓｉｎωｔはＡＣ信号、ｓ
ｉｎ（θ−φ）はＤＣ信号である。次に整流検波器がこ
の信号を、レゾルバが励磁した信号と同じ信号を使って
復調する。その結果、ｓｉｎ（θ−φ）に比例した信号
のみを得ることができる。このＤＣ信号が積分器を通
り、ＶＣＯに入力され、ＶＣＯよりパルスがアップ／ダ
ウン・カウンタに送られる。この動作は、 ｓｉｎ（θ−φ）→０ の状態まで続けられる。この値が０に近いときは、θ−
φ→０となる。この動作が終了したとき、θ＝φとな
り、入力の角度θがデジタル角度φとして求められる。
うに、主な内部構成として乗算型のＤ−Ａコンバータ、
整流検波器、積分器、電圧制御発振器（ＶＣＯ）及びア
ップ／ダウン・カウンタを備えている。このＲ−Ｄコン
バータでは、アップ／ダウン・カウンタで作りだされた
デジタル角度φをコサインＤ−Ａコンバータの入力と
し、Ｖ1 をリファレンス入力とすると、 Ｖ・ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθ・ｃｏｓφ なる信号が得られ、同様に、サインＤ−Ａコンバータ側
では、 Ｖ・ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ・ｓｉｎφ なる信号が得られる。これら２つの信号を次段の誤差ア
ンプで差をとり、まとめると、 Ｖ・ｓｉｎωｔ（ｓｉｎθ・ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｓｉ
ｎφ） という信号になる。ここに、ｓｉｎωｔはＡＣ信号、ｓ
ｉｎ（θ−φ）はＤＣ信号である。次に整流検波器がこ
の信号を、レゾルバが励磁した信号と同じ信号を使って
復調する。その結果、ｓｉｎ（θ−φ）に比例した信号
のみを得ることができる。このＤＣ信号が積分器を通
り、ＶＣＯに入力され、ＶＣＯよりパルスがアップ／ダ
ウン・カウンタに送られる。この動作は、 ｓｉｎ（θ−φ）→０ の状態まで続けられる。この値が０に近いときは、θ−
φ→０となる。この動作が終了したとき、θ＝φとな
り、入力の角度θがデジタル角度φとして求められる。
【０００５】ところで、回転位置検出を必要とする電動
機の制御において、回転位置センサとして図３及び図４
に示すような一相励磁二相出力方式のレゾルバを用いる
場合、レゾルバａからＲ−Ｄコンバータｂに入力される
二相出力の電圧信号精度が回転位置検出精度に大きな影
響を与える。そこで、従来の回転位置検出装置では、図
３の点線の枠で囲んだ部分ｄに、レゾルバａからの出力
電圧をＲ−Ｄコンバータｂの入力仕様に整合させる機構
（例えば分圧回路）を設けたり、同相ノイズ除去機構
（例えば差動入力回路）を設けるなどの対策を施してい
る。
機の制御において、回転位置センサとして図３及び図４
に示すような一相励磁二相出力方式のレゾルバを用いる
場合、レゾルバａからＲ−Ｄコンバータｂに入力される
二相出力の電圧信号精度が回転位置検出精度に大きな影
響を与える。そこで、従来の回転位置検出装置では、図
３の点線の枠で囲んだ部分ｄに、レゾルバａからの出力
電圧をＲ−Ｄコンバータｂの入力仕様に整合させる機構
（例えば分圧回路）を設けたり、同相ノイズ除去機構
（例えば差動入力回路）を設けるなどの対策を施してい
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の機構は、それ自体に使用する抵抗器等の素子に高い
精度を要求されるわりには、レゾルバａ自体に不可避の
二相出力のばらつき（アンバランス）がＲ−Ｄコンバー
タｂによる演算処理結果に与える誤差を除去できず、シ
ステム全体としての回転位置検出精度を向上させること
には役立たない。したがって、本質的に出力精度の高い
レゾルバとＲ−Ｄコンバータの組み合わせに上記のよう
な機構を用いたとしても、高精度の回転位置検出による
電動機の精密な制御は困難である。
来の機構は、それ自体に使用する抵抗器等の素子に高い
精度を要求されるわりには、レゾルバａ自体に不可避の
二相出力のばらつき（アンバランス）がＲ−Ｄコンバー
タｂによる演算処理結果に与える誤差を除去できず、シ
ステム全体としての回転位置検出精度を向上させること
には役立たない。したがって、本質的に出力精度の高い
レゾルバとＲ−Ｄコンバータの組み合わせに上記のよう
な機構を用いたとしても、高精度の回転位置検出による
電動機の精密な制御は困難である。
【０００７】そこで本発明は、レゾルバの二相出力間の
電圧信号のばらつきを簡単な構成で除去することで、Ｒ
−Ｄコンバータによる演算処理機能を有効に発揮させ、
システム全体としての検出精度を向上させることのでき
る回転位置検出装置を提供することを第１の目的とす
る。
電圧信号のばらつきを簡単な構成で除去することで、Ｒ
−Ｄコンバータによる演算処理機能を有効に発揮させ、
システム全体としての検出精度を向上させることのでき
る回転位置検出装置を提供することを第１の目的とす
る。
【０００８】次に、本発明は、上記二相出力間の電圧信
号のばらつきを除去する具体的な手段を提供することを
第２の目的とする。
号のばらつきを除去する具体的な手段を提供することを
第２の目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記第１の目的を達成す
るため、本発明は、一相励磁二相出力方式のレゾルバ
と、該レゾルバの出力するアナログ信号をデジタル信号
に変換するレゾルバ−デジタル・コンバータとからなる
回転位置検出装置において、前記レゾルバとレゾルバ−
デジタル・コンバータとの間に、レゾルバからレゾルバ
−デジタル・コンバータに入力される二相出力電圧の最
大振幅を均等に調整する調整回路を設けたことを特徴と
する。
るため、本発明は、一相励磁二相出力方式のレゾルバ
と、該レゾルバの出力するアナログ信号をデジタル信号
に変換するレゾルバ−デジタル・コンバータとからなる
回転位置検出装置において、前記レゾルバとレゾルバ−
デジタル・コンバータとの間に、レゾルバからレゾルバ
−デジタル・コンバータに入力される二相出力電圧の最
大振幅を均等に調整する調整回路を設けたことを特徴と
する。
【００１０】更に、第２の目的を達成するため、前記調
整回路は、該調整回路の入出力比を決定する調整抵抗を
備える構成とされる。
整回路は、該調整回路の入出力比を決定する調整抵抗を
備える構成とされる。
【００１１】
【発明の作用及び効果】このような構成を採る請求項１
に記載の本発明によると、従来の分圧回路のような二相
それぞれのゲインを調整するものとは異なり、レゾルバ
の回転位置によって出力される二相電圧のそれぞれの最
大振幅（最大値）を、調整回路により各々調整して均等
とすることができるので、レゾルバの二相出力電圧間の
ばらつきを吸収し、かつ、調整回路のばらつきによる影
響もなくして、システムとしての回転位置検出精度を向
上させることが可能となる。したがって、この装置を電
動機の制御に用いた場合、電動機を高精度で最適に制御
することができるようになる。特に、電動機出力特性の
ばらつきを抑えることが、性能品質の改善につながる。
また、高精度の回転位置検出により、高回転までの安定
した電動機制御が可能となり、電動機の出力特性を十分
に利用できる。このことは、出力特性を満足させるため
の電動機設計において、コンパクト化にも役立つ。更
に、レゾルバの巻き線むら等による構造上の誤差を調整
することができるので、レゾルバの構造上の要求精度を
下げることも可能となる。
に記載の本発明によると、従来の分圧回路のような二相
それぞれのゲインを調整するものとは異なり、レゾルバ
の回転位置によって出力される二相電圧のそれぞれの最
大振幅（最大値）を、調整回路により各々調整して均等
とすることができるので、レゾルバの二相出力電圧間の
ばらつきを吸収し、かつ、調整回路のばらつきによる影
響もなくして、システムとしての回転位置検出精度を向
上させることが可能となる。したがって、この装置を電
動機の制御に用いた場合、電動機を高精度で最適に制御
することができるようになる。特に、電動機出力特性の
ばらつきを抑えることが、性能品質の改善につながる。
また、高精度の回転位置検出により、高回転までの安定
した電動機制御が可能となり、電動機の出力特性を十分
に利用できる。このことは、出力特性を満足させるため
の電動機設計において、コンパクト化にも役立つ。更
に、レゾルバの巻き線むら等による構造上の誤差を調整
することができるので、レゾルバの構造上の要求精度を
下げることも可能となる。
【００１２】次に、請求項２に記載の構成によると、二
相電圧それぞれの最大振幅を調整して、それらを均等と
するのに、調整回路の調整抵抗をチューニングするだけ
で済むので、簡単な構成で目的を達成することができ、
コストダウンにつながる。
相電圧それぞれの最大振幅を調整して、それらを均等と
するのに、調整回路の調整抵抗をチューニングするだけ
で済むので、簡単な構成で目的を達成することができ、
コストダウンにつながる。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、図面に沿い、本発明の実施
形態について説明する。図１は実施形態に係る回転位置
検出装置のシステム構成をブロックで示す。この装置に
おいて、レゾルバ１は、励磁回路２により一相の巻き線
を所定の周波数で励磁され、他の二相の巻き線から正弦
（ｓｉｎ）波信号と余弦（ｃｏｓ）波信号を出力する既
知のもので構成され、Ｒ−Ｄコンバータ３も、上記両信
号を演算処理して所定のデジタル信号を出力する集積回
路素子からなる既知のもので構成されている。
形態について説明する。図１は実施形態に係る回転位置
検出装置のシステム構成をブロックで示す。この装置に
おいて、レゾルバ１は、励磁回路２により一相の巻き線
を所定の周波数で励磁され、他の二相の巻き線から正弦
（ｓｉｎ）波信号と余弦（ｃｏｓ）波信号を出力する既
知のもので構成され、Ｒ−Ｄコンバータ３も、上記両信
号を演算処理して所定のデジタル信号を出力する集積回
路素子からなる既知のもので構成されている。
【００１４】本発明に従い、レゾルバ１のｓｉｎ波信号
ライン４と、ｃｏｓ波信号ライン５それぞれの途中に
は、差動増幅器を構成する調整回路Ａが介挿されてい
る。この調整回路Ａは、それぞれの信号ライン４，５に
ついて、オペアンプ（演算増幅器）４０，５０と、４つ
の可変抵抗器４１〜４４，５１〜５４とを備える構成と
され、各オペアンプ４０，５０の入力端子が可変抵抗器
４１，４３，５１，５３を介してレゾルバ１のそれぞれ
の出力巻き線に接続され、オペアンプ４０，５０の出力
端子がＲ−Ｄコンバータ３の入力端子に接続されてい
る。更に、オペアンプ４０，５０の出力端子と一方の入
力端子間は、フィードバック量調整用の可変抵抗器４
２，５２を介して接続され、オペアンプ４０，５０の他
方の入力端子は、可変抵抗器４４，５４を介して接地さ
れている。なお、図において、符号６は励磁電圧のリフ
ァレンス信号をＲ−Ｄコンバータ３に入力するリファレ
ンス信号ラインを示す。
ライン４と、ｃｏｓ波信号ライン５それぞれの途中に
は、差動増幅器を構成する調整回路Ａが介挿されてい
る。この調整回路Ａは、それぞれの信号ライン４，５に
ついて、オペアンプ（演算増幅器）４０，５０と、４つ
の可変抵抗器４１〜４４，５１〜５４とを備える構成と
され、各オペアンプ４０，５０の入力端子が可変抵抗器
４１，４３，５１，５３を介してレゾルバ１のそれぞれ
の出力巻き線に接続され、オペアンプ４０，５０の出力
端子がＲ−Ｄコンバータ３の入力端子に接続されてい
る。更に、オペアンプ４０，５０の出力端子と一方の入
力端子間は、フィードバック量調整用の可変抵抗器４
２，５２を介して接続され、オペアンプ４０，５０の他
方の入力端子は、可変抵抗器４４，５４を介して接地さ
れている。なお、図において、符号６は励磁電圧のリフ
ァレンス信号をＲ−Ｄコンバータ３に入力するリファレ
ンス信号ラインを示す。
【００１５】こうした構成からなる装置では、レゾルバ
１の二相の出力巻き線に接続されたそれぞれの信号ライ
ン４，５に、図２に示すようなｓｉｎ波信号
（Ｖs i n ）とｃｏｓ波信号（Ｖc o s ）が出力され
る。図２はＲ−Ｄコンバータ入力レベルの二相電圧波
形、Ｖs i n ・Ｖc o s のレゾルバ回転角３６０°にお
ける状態を示す（励磁波形は任意）。そして、これら両
信号の関係からＲ−Ｄコンバータ３による演算・処理に
より、図の下方に丸囲いの矢印で示すように、ｓｉｎ波
信号（Ｖs i n ）が０で、ｃｏｓ波信号（Ｖc o s ）が
最大のときに０°（図に上向きの矢印で示す）、ｓｉｎ
波信号（Ｖs i n ）が最大で、ｃｏｓ波信号
（Ｖc o s）が０のときに９０°（図に右向きの矢印で
示す）、ｓｉｎ波信号（Ｖs i n ）が０で、ｃｏｓ波信
号（Ｖc o s ）が最小のときに１８０°（図に下向きの
矢印で示す）、ｓｉｎ波信号（Ｖs i n ）が最小で、ｃ
ｏｓ波信号（Ｖc o s ）が０のときに２７０°（図に左
向きの矢印で示す）というように判定する。
１の二相の出力巻き線に接続されたそれぞれの信号ライ
ン４，５に、図２に示すようなｓｉｎ波信号
（Ｖs i n ）とｃｏｓ波信号（Ｖc o s ）が出力され
る。図２はＲ−Ｄコンバータ入力レベルの二相電圧波
形、Ｖs i n ・Ｖc o s のレゾルバ回転角３６０°にお
ける状態を示す（励磁波形は任意）。そして、これら両
信号の関係からＲ−Ｄコンバータ３による演算・処理に
より、図の下方に丸囲いの矢印で示すように、ｓｉｎ波
信号（Ｖs i n ）が０で、ｃｏｓ波信号（Ｖc o s ）が
最大のときに０°（図に上向きの矢印で示す）、ｓｉｎ
波信号（Ｖs i n ）が最大で、ｃｏｓ波信号
（Ｖc o s）が０のときに９０°（図に右向きの矢印で
示す）、ｓｉｎ波信号（Ｖs i n ）が０で、ｃｏｓ波信
号（Ｖc o s ）が最小のときに１８０°（図に下向きの
矢印で示す）、ｓｉｎ波信号（Ｖs i n ）が最小で、ｃ
ｏｓ波信号（Ｖc o s ）が０のときに２７０°（図に左
向きの矢印で示す）というように判定する。
【００１６】次に、軸倍角が１の一相励磁二相出力レゾ
ルバにおける調整回路の調整手法を説明する。この場
合、レゾルバ電気角（回転角）０°又は１８０°におけ
るＶc o s 出力電圧の最大値（Ｖc m a x ）と、同様に
電気角９０°又は２７０°におけるＶs i n 出力電圧の
最大値（Ｖs m a x ）が均等となるように、図１におけ
る各可変抵抗器の抵抗値Ｒ1 ，Ｒ2 又はｒ1 ，ｒ2 を各
相各々調整することになる。ここで、励磁電圧Ｖ
i n を、 Ｖi n ＝Ｅ・ｓｉｎωｔ レゾルバからの二相出力電圧を、それぞれ Ｖs i n ＝ｋ・Ｅ・ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθ Ｖc o s ＝ｋ・Ｅ・ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ （ただし、ｋをレゾルバ変圧比、θをレゾルバ回転角）
とすれば、レゾルバ単体の巻き線むら等によるばらつき
は、二相出力各々の変圧比（ｋ）のばらつきとなるの
で、各々の変圧比をｋs 、ｋc とすると、 Ｖs i n ’＝ｋs ・Ｅ・ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθ Ｖc o s ’＝ｋc ・Ｅ・ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ となる。
ルバにおける調整回路の調整手法を説明する。この場
合、レゾルバ電気角（回転角）０°又は１８０°におけ
るＶc o s 出力電圧の最大値（Ｖc m a x ）と、同様に
電気角９０°又は２７０°におけるＶs i n 出力電圧の
最大値（Ｖs m a x ）が均等となるように、図１におけ
る各可変抵抗器の抵抗値Ｒ1 ，Ｒ2 又はｒ1 ，ｒ2 を各
相各々調整することになる。ここで、励磁電圧Ｖ
i n を、 Ｖi n ＝Ｅ・ｓｉｎωｔ レゾルバからの二相出力電圧を、それぞれ Ｖs i n ＝ｋ・Ｅ・ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθ Ｖc o s ＝ｋ・Ｅ・ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ （ただし、ｋをレゾルバ変圧比、θをレゾルバ回転角）
とすれば、レゾルバ単体の巻き線むら等によるばらつき
は、二相出力各々の変圧比（ｋ）のばらつきとなるの
で、各々の変圧比をｋs 、ｋc とすると、 Ｖs i n ’＝ｋs ・Ｅ・ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθ Ｖc o s ’＝ｋc ・Ｅ・ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ となる。
【００１７】したがって、図２に示すＲ−Ｄコンバータ
の端子レベルにおける二相入力電圧は、 Ｖs i n R / D ＝ｒ1 ／Ｒ1 ・ｋs ・Ｅ・ｓｉｎωｔ・
ｓｉｎθ Ｖc o s R / D ＝ｒ2 ／Ｒ2 ・ｋc ・Ｅ・ｓｉｎωｔ・
ｃｏｓθ となる。ここで、各相電圧の最大振幅を等しくするため
に、ｒ1 又はＲ1 、ｒ2又はＲ2 を次式の関係が成り立
つように調整すればよい。 Ｒ1 ・ｒ2 ：ｒ1 ・Ｒ2 ＝ｋs ：ｋc こうすることにより、任意の位置におけるレゾルバ出力
信号をＲ−Ｄコンバータによる的確な処理が可能な最大
振幅が均等な二相のアナログ信号とすることができる。
の端子レベルにおける二相入力電圧は、 Ｖs i n R / D ＝ｒ1 ／Ｒ1 ・ｋs ・Ｅ・ｓｉｎωｔ・
ｓｉｎθ Ｖc o s R / D ＝ｒ2 ／Ｒ2 ・ｋc ・Ｅ・ｓｉｎωｔ・
ｃｏｓθ となる。ここで、各相電圧の最大振幅を等しくするため
に、ｒ1 又はＲ1 、ｒ2又はＲ2 を次式の関係が成り立
つように調整すればよい。 Ｒ1 ・ｒ2 ：ｒ1 ・Ｒ2 ＝ｋs ：ｋc こうすることにより、任意の位置におけるレゾルバ出力
信号をＲ−Ｄコンバータによる的確な処理が可能な最大
振幅が均等な二相のアナログ信号とすることができる。
【００１８】以上詳述したように、この回転位置検出装
置によると、差動増幅器内の可変抵抗の調整により出力
比をＲ−Ｄコンバータ３の仕様に応じた任意の値に変更
し、しかもレゾルバ１から出力される二相出力信号の電
圧誤差と差動増幅回路の抵抗素子の誤差を含めて二相出
力を高精度にバランスさせることができる。これにより
回転位置検出装置としての検出精度を向上させることが
できる。また、差動増幅回路内に仮想接地点が別個に形
成されることで二相出力それぞれのグランドラインをＲ
−Ｄコンバータ３に導く必要がなくなり、それにより信
号出力のグランドラインをＲ−Ｄコンバータ３内でルー
プさせない構成として、グランドのループによる検出誤
差の発生を防ぐことができる。更に、差動回路構成によ
り外部ノイズをキャンセルすることもできる。加えて、
レゾルバの構造上の誤差（巻き線むら等）を本回路にて
調整することができるため、レゾルバの構造上の要求精
度を下げることも可能となる。
置によると、差動増幅器内の可変抵抗の調整により出力
比をＲ−Ｄコンバータ３の仕様に応じた任意の値に変更
し、しかもレゾルバ１から出力される二相出力信号の電
圧誤差と差動増幅回路の抵抗素子の誤差を含めて二相出
力を高精度にバランスさせることができる。これにより
回転位置検出装置としての検出精度を向上させることが
できる。また、差動増幅回路内に仮想接地点が別個に形
成されることで二相出力それぞれのグランドラインをＲ
−Ｄコンバータ３に導く必要がなくなり、それにより信
号出力のグランドラインをＲ−Ｄコンバータ３内でルー
プさせない構成として、グランドのループによる検出誤
差の発生を防ぐことができる。更に、差動回路構成によ
り外部ノイズをキャンセルすることもできる。加えて、
レゾルバの構造上の誤差（巻き線むら等）を本回路にて
調整することができるため、レゾルバの構造上の要求精
度を下げることも可能となる。
【００１９】以上、本発明を一実施形態に基づき詳説し
たが、本発明は上記実施形態の開示内容のみに限定され
ることなく、特許請求の範囲に記載の事項の範囲内で種
々に細部の具体的構成を変更して実施可能なものである
ことはいうまでもない。
たが、本発明は上記実施形態の開示内容のみに限定され
ることなく、特許請求の範囲に記載の事項の範囲内で種
々に細部の具体的構成を変更して実施可能なものである
ことはいうまでもない。
【図１】本発明の実施形態に係る回転位置検出装置のシ
ステム構成を示すブロック図である。
ステム構成を示すブロック図である。
【図２】上記装置におけるＲ−Ｄコンバータ入力レベル
の二相電圧波形と回転位置との関係を示す特性図であ
る。
の二相電圧波形と回転位置との関係を示す特性図であ
る。
【図３】従来の回転位置検出装置のシステム構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図４】従来の回転位置検出装置の詳細を示す回路図で
ある。
ある。
１ レゾルバ ３ Ｒ−Ｄコンバータ（レゾルバ−デジタル・コンバー
タ） Ａ 調整回路 ４１〜４４ 可変抵抗器（調整抵抗） ５１〜５４ 可変抵抗器（調整抵抗）
タ） Ａ 調整回路 ４１〜４４ 可変抵抗器（調整抵抗） ５１〜５４ 可変抵抗器（調整抵抗）
Claims (2)
- 【請求項１】 一相励磁二相出力方式のレゾルバと、該
レゾルバの出力するアナログ信号をデジタル信号に変換
するレゾルバ−デジタル・コンバータとからなる回転位
置検出装置において、 前記レゾルバとレゾルバ−デジタル・コンバータとの間
に、レゾルバからレゾルバ−デジタル・コンバータに入
力される二相出力電圧の最大振幅を均等に調整する調整
回路を設けたことを特徴とする、回転位置検出装置。 - 【請求項２】 前記調整回路は、該調整回路の入出力比
を決定する調整抵抗を備える、請求項１記載の回転位置
検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34192697A JPH11160099A (ja) | 1997-11-28 | 1997-11-28 | 回転位置検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34192697A JPH11160099A (ja) | 1997-11-28 | 1997-11-28 | 回転位置検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11160099A true JPH11160099A (ja) | 1999-06-18 |
Family
ID=18349830
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34192697A Pending JPH11160099A (ja) | 1997-11-28 | 1997-11-28 | 回転位置検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11160099A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
1997
- 1997-11-28 JP JP34192697A patent/JPH11160099A/ja active Pending
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