JPH11205204A - 復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】狭帯域変調方式の無線機においても、十分な隣
接チャネル選択度特性を確保すると共に、符号間干渉を
取り除く受信フィルタ特性を得ることができる復調器の
実現を目的とする。 【解決手段】受信に要求される、受信帯域特性（ルート
自乗余弦特性等）よりも狭帯域の中間周波フィルタを用
いて必要な隣接チャネル選択度を確保し、後段の等化器
により振幅・群遅延特性の補正を行うことで必要な隣接
チャネル選択度、受信帯域特性を確保する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、無線機の復調方式
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】無線通信においては周波数の有効利用の
観点から狭帯域化を行い隣接チャネルへの干渉を最小限
にし、かつ伝送品質を劣化させないことが要求される。

【０００３】上記要求を満足させるために、ディジタル
通信方式においては帯域制限フィルタとして自乗余弦特
性がよく用いられる。（ＰＤＣ、ＰＨＳシステム等は、
ロールオフ率α＝０．５の自乗余弦特性が用いられてい
る。）また、最適に信号伝送を行うため、自乗余弦特性
を送受信それぞれに５０％ずつ配分させ、送受それぞれ
のフィルタ特性としてルート自乗余弦特性を用いる方法
が一般的である。受信のルート自乗余弦特性のフィルタ
の実現方法として、中間周波フィルタに近似特性を持た
せる方法が構成が簡単なため良く利用されている。

【０００４】以下、ルート自乗余弦特性を持たせた中間
周波フィルタを用いた場合の復調方式についての従来技
術を、図２によって説明する。アンテナ端子1より受信
した受信信号は、共用器2を介して高周波増幅器3に入力
され増幅される。該共用器2は送信部から入力する信号
と受信信号とを分離するものである。前記増幅された受
信信号は第１のミキサ４において第１の局部発振器5の
信号により第一中間周波信号に変換される。該変換され
た第一中間周波信号は、第一中間周波フィルタ6で不要
成分の除去を行った後、ＡＧＣ増幅器7で出力の信号レ
ベルが一定となるように増幅される。次にこの一定出力
になるように増幅された信号は、第２のミキサ8におい
て第２の局部発振器9の信号により第二中間周波信号に
変換される。該第二中間周波信号は、第二中間周波フィ
ルタ10で不要成分の除去、及びルート自乗余弦特性によ
る波形整形を行った後、中間周波増幅器11で増幅され
る。該中間周波増幅器11によって増幅された信号は、次
に直交検波器12において第３の局部発振器13により、同
相成分Ｉと直交成分Ｑのベースバンド信号に変換された
後、Ｉ信号成分はＡ／Ｄ変換器14-1で、Ｑ成分はＡ／Ｄ
変換器14-2でそれぞれディジタル信号に変換される。該
ディジタル化されたＩ成分信号とＱ成分信号とはともに
検波回路16に送られ、該検波回路16は入力された該Ｉ成
分信号とＱ成分信号とからデータの再生を行う。ここで
図２における第二中間周波フィルタ10の特性が、図３に
示すような理想ルート自乗余弦特性に近い特性であれ
ば、図６(a)に示すように、必要な隣接チャネル選択度
を確保されている。しかしながら、周波数間隔が２５kH
z、１２．５kHz、６．２５kHz、‥‥‥、と狭帯域化し
ていくに従って、上述の従来例のように中間周波フィル
タのみでルート自乗余弦特性を実現し、かつ隣接チャネ
ル選択度を確保することが難しくなっていく。

【０００５】図６(b)に示すように、フィルタを構成し
ている素子のＱと比帯域の関係上同じ中間周波数を用い
た場合、狭帯域化を行えば行うほど急峻な減衰特性は得
られなくなる。これに相反して狭帯域化を行えば行うほ
ど隣接チャネル干渉を取り除くために急峻な減衰特性が
要求される。

【０００６】従来方式を流用するためには、フィルタを
構成しているＱを上げるか、中間周波数を高くし比帯域
の関係を有利にすればよい。しかしフィルタのＱには限
界があり、また、中間周波数を高くすることは、コス
ト、小型化の面で非実用的である。

【０００７】さらに、中間周波フィルタの減衰特性を緩
やかにし、後段のディジタルフィルタで十分な減衰特性
を確保することも考えられるが、図７に示すように希望
波信号よりも隣接チャネルの信号レベルが高い場合、帯
域制限された後も残っている隣接チャネルの信号（妨害
波）のレベルに比べ希望波信号のレベルがかなり低いた
めに妨害波レベルにＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジ
がほとんど取られるため、十分広いダイナミックレンジ
を持ったＡ／Ｄ変換器が必要となり、Ａ／Ｄ変化器が高
価になるといった問題点がある。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】前述の従来技術には、
狭帯域化していくに連れて、以下の問題があった。

【０００９】（１）フィルタのＱの限界 （２）中間周波数を高くすることによる、コスト高と小
型化の面での非実用性 （３）広いダイナミックレンジを持つＡ／Ｄ変換器が必
要なことによるコスト高 本発明の目的は、上記のような欠点を除去し、安価で小
型で、かつ減衰特性の緩やかな中間周波フィルタを用い
て狭帯域化できる復調器を提供することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、受信帯域幅（ルート自乗余弦特性の帯域
幅）よりも狭帯域の中間周波フィルタを用いて、必要な
隣接チャネル選択度を確保する。さらに中間周波フィル
タとして狭帯域フィルタを用いたことによる減衰分を、
等化器を用いることによってルート自乗余弦特性となる
よう振幅補償を行ったものである。また、同時に等化器
の補償特性に群遅延歪み補償機能も備え、一定値でない
群遅延特性を補償したものである。

【００１１】

【発明の実施の形態】本発明の実施例を図１で説明す
る。アンテナ端子1より受信した受信信号は、共用器2を
介して高周波増幅器3に入力される。該共用器2は送信部
から入力する信号と受信信号とを分離するためのもので
ある。前記高周波増幅器3は送られてきた信号を増幅す
る。該増幅された受信信号は第１のミキサ4に送られ、
該第１のミキサ4は入力された受信信号を第１の局部発
振器5の信号により第一中間周波信号に変換する。該第
一中間周波信号は、第一中間周波フィルタ6で不要成分
の除去を行った後、ＡＧＣ増幅器7で出力信号レベルが
一定となるように増幅される。次にこの一定信号になる
ように増幅された信号は、第２のミキサ8において第２
の局部発振器9の信号により第二中間周波信号に変換さ
れる。

【００１２】該第二中間周波信号は、第二中間周波フィ
ルタ10′で不要成分を除去される。このフィルタ特性
は、図４に示すように、受信帯域制限特性として要求さ
れるルート自乗余弦特性よりも狭帯域のフィルタ特性と
し、必要な隣接チャネル選択度特性を確保する。該第二
中間周波フィルタ10′はルート自乗余弦特性よりも狭帯
域のフィルタ特性としているため、振幅特性はルート自
乗余弦特性からずれている。また、該第二中間周波フィ
ルタ10′は狭帯域フィルタのため必要な帯域内で群遅延
特性が一定でない。このずれの補正は後述の振幅遅延等
化器15により補償され、総合特性でルート自乗余弦特性
となる。

【００１３】前記第二中間周波フィルタ10′の出力は中
間周波増幅器11で増幅され直交検波器12に入力する。該
直交検波器12において、入力された信号は第３の局部発
振器13により、同相成分信号Ｉと直交成分信号Ｑのベー
スバンド信号に変換される。次に該同相成分信号ＩはＡ
／Ｄ変換器14-1に、直交成分信号ＱはＡ／Ｄ変換器14-2
に送られ、それぞれディジタル信号に変換される。該デ
ィジタルベースバンド信号ＩとＱとは振幅遅延等化器15
に送られ、該振幅遅延等化器15によって振幅・群遅延歪
みの等化処理をなされ、総合特性でルート自乗余弦特性
とが確保される。その後、信号は検波回路16に入力さ
れ、該検波回路16は入力信号からデータの再生を行う。

【００１４】中間周波フィルタの特性は、図４に示すよ
うに、振幅特性は、理想ルート自乗余弦フィルタよりも
狭帯域である。また図５に示すように、群遅延特性は狭
帯域したことによって必要帯域内で理想特性からずれた
特性となる。

【００１５】なお、上述の実施例では、振幅遅延等化器
15は直交復調器12の後段に配置する構成としたが、例え
ば、第二中間フィルタ10′の前段に配置し、狭帯域化さ
れる分をあらかじめ補正する等、配置はどこでもよい。

【００１６】また、送信部と受信部とが別になっている
ものについては共用器が必要ないことは明らかである。

【００１７】その結果、中間周波フィルタで十分な隣接
チャネル選択度特性を確保することが可能となり、かつ
等化器により振幅歪みと遅延歪みを補償するために、総
合の受信帯域特性がルート自乗余弦特性となり、符号間
干渉のない伝送特性を確保することが可能となる。

【００１８】図８は本発明の第二の実施例で、ディジタ
ル無線機の場合の構成例である。符号は図１と同一であ
るが、共用器2及びＡ／Ｄ変換器14-1と14-2並びに復調
器16がなく、12′は等化器であり、信号はすべてディジ
タル処理される。ここで、第一中間周波フィルタ6と第
二中間周波フィルタ10′のフィルタ特性により信号帯域
において発生する振幅・遅延歪みを、該第一中間周波フ
ィルタ6と該第二中間周波フィルタ10′のフィルタ特性
と逆特性となるフィルタ係数を等化器15′にあらかじめ
設定しておき、等化処理を行なうことにより、振幅・遅
延歪みを補償している。

【００１９】上述の図８の例では、アンテナ端子1より
受信される信号レベルが、フェージング等の影響を受け
るため、一定ではなく時々刻々と変化している。このた
め、第一中間周波フィルタ6の入力レベルが変動し、該
第一中間周波フィルタ6のインピーダンスマッチングの
ずれによって減衰特性が変化する。このため等化器15の
補償効果が落ち、等化Ｃ／Ｎ劣化量が大きくなってしま
っていた。

【００２０】そこで図８の改善として、本発明の第三の
実施例を図９によって説明する。図９において、使用す
る符号は図８と同一である他、100はレベル検出器、110
は等化フィルタ係数ＲＯＭである。第１のミキサ4の出
力が第一中間周波フィルタ6に入力する以外に、レベル
検出器100にも入力し、該レベル検出器100の出力が等化
フィルタ係数ＲＯＭ110に入力する。該等化フィルタ係
数ＲＯＭ110の出力は等化器12′に入力する。図９にお
ける動作は図８と同様であるが、第１のミキサ4から出
力信号の一部を分波してレベル検出器100に入力した信
号によって、該レベル検出器100は入力した信号のレベ
ルが“Ｈｉ”か“Ｌｏ”かを判定する。次にこの結果を
等化フィルタ係数ＲＯＭ110に送り、該等化フィルタ係
数ＲＯＭ110では前記レベル検出器100の出力信号レベル
に対応した等化フィルタ係数を等化器15′に出力する。
該等化器15′は直交復調器12の出力信号と等化フィルタ
係数ＲＯＭ110の係数により等化処理を行ない、振幅歪
みと遅延歪みを補償した復調信号を再生データとして出
力する。

【００２１】図１０はレベル検出器100の回路図の一例
で、21はレベル検出器入力端子、22と23はダイオード、
24はコンデンサ、25は抵抗器、26は検波回路部、27はコ
ンパレータ、28は基準電圧、29はラッチ回路、30はレベ
ル検出器出力端子、31は接地である。図１０において、
レベル検出器入力端子21に入力した信号は、ダイオード
22，23及びコンデンサ24並びに抵抗器25によって構成さ
れる検波回路部26によって検波され、平均入力レベルが
該検波回路部26からコンパレータ27に送られる。該コン
パレータ27では、送られてきた平均入力レベルを基準電
圧28と比較し、等化係数を高入力レベル用等化係数か低
入力レベル用等化係数かの選択信号を出力する。このコ
ンパレータ27の出力結果はラッチ回路29に入力され保持
され、レベル検出器出力端子30を介して送られる、等化
フィルタ係数ＲＯＭの高入力レベル用等化係数か低入力
レベル用等化係数かの選択信号となる。

【００２２】なお、上述の実施例でも、遅延等化器15′
は直交復調器12の後段に配置する構成としたが、配置は
どこでもよく、その配置に伴って、レベル検出器100と
等化フィルタ係数ＲＯＭ110の配置も変わるのは自明で
ある。

【００２３】

【発明の効果】本発明により、中間周波フィルタをルー
ト自乗余弦特性などの受信帯域特性とする必要がなくな
り、狭帯域復調方式の場合でも隣接チャネル選択度を十
分確保することが可能となる。

【００２４】また本発明の第２の効果として、等化器の
補償特性に群遅延歪み補償機能も備え、一定値でない群
遅延特性を補償できる。

【００２５】またさらに本発明の第三の実施例の如く、
フェージング等の影響による入力レベルの変動にも対応
した復調器を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施例を示すブロック図。

【図２】 従来技術の一実施例を示すブロック図。

【図３】 従来技術のフィルタ特性を示す図。

【図４】 本発明のフィルタ特性の一例を示す図。

【図５】 本発明の等化器の特性の一例を示す図。

【図６】 狭帯域化した場合の隣接チャネル選択度特性
を説明する図。

【図７】 希望波信号よりも隣接チャネルの妨害波レ
ベルが高い場合を説明する図。

【図８】 本発明の第二の実施例を示すブロック図。

【図９】 本発明の第三の実施例を示すブロック図。

【図１０】 本発明で使用するレベル検出回路の一例を
示す回路図。

【符号の説明】

1：アンテナ端子、 2：共用器、 3：高周波増幅器、
4：第１のミキサ、5：第１の局部発振器、 6：第一
中間周波フィルタ、 7：ＡＧＣ増幅器、 8：第２のミ
キサ、 9：第２の局部発振器、 10，10′：第二中間
周波フィルタ、11：中間周波増幅器、 12：直交復調
器、 14-1：Ａ／Ｄ変換器、 14-2：Ａ／Ｄ変換器、
15：振幅遅延等化器、 15′：等化器、 16：検波回
路、 21：レベル検出器入力端子、 22，23：ダイオー
ド、 24：コンデンサ、 25：抵抗器、 26：検波回路
部、 27：コンパレータ、 28：基準電圧、 29：ラッ
チ回路、 30：レベル検出器出力端子、 31：接地、
100：レベル検出器1、 110：等化フィルタ係数ＲＯ
Ｍ、

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 無線機であって、受信信号を増幅する第
   １の増幅器と、該第１の増幅器によって増幅された信号
   の不要成分を除去する第１の中間周波フィルタと、該第
   １の中間周波フィルタによって不要周波数成分を除去さ
   れた第１の中間周波信号を一定出力信号レベルに増幅す
   るＡＧＣ増幅器と、該ＡＧＣ増幅器によって増幅された
   信号の不要成分を除去する第２の中間周波フィルタと、
   該第２の中間周波フィルタによって不要周波数成分を除
   去された第２の中間周波信号を増幅する第２の増幅器
   と、該第２の増幅器によって増幅された信号を直交検波
   する直交検波器と、該直交検波器によって直交検波され
   た信号の等化処理を行なう等化手段とを有し、前記第２
   の中間周波フィルタが受信帯域特性よりも狭帯域なフィ
   ルタであることを特徴とする復調器。
2. 【請求項２】 請求項１記載の発明において、前記等化
   器は遅延歪みを補正する等化機能を設けたことを特徴と
   する復調器。
3. 【請求項３】 請求項２記載の発明において、総合特性
   で最適受信帯域、または受信に要求される帯域制限特性
   となるようにしたことを特徴とする復調器。
4. 【請求項４】 請求項２記載の発明において、入力信号
   のレベルを検出する手段と、該入力レベルに対応した等
   化係数を記憶する手段とを有し、入力レベルに応じて等
   化係数を変化させることを特徴とする復調器。
5. 【請求項５】 請求項４記載の発明において、半波整流
   回路と、コンパレータ回路と、ラッチ回路とを有し、入
   力レベルに応じて等化係数を変化させることを特徴とす
   る復調器。
6. 【請求項６】 請求項４記載の発明において、前記等化
   係数を記憶する手段は、前記入力信号のレベルを検出す
   る手段の出力信号により入力信号のレベルに対応した等
   化フィルタ係数を出力し、前記等化係数を変化させるこ
   とを特徴とする復調器。