JPH11257997A - レゾルバにおける三角波による電流制御励磁方法 - Google Patents
レゾルバにおける三角波による電流制御励磁方法Info
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- JPH11257997A JPH11257997A JP5847498A JP5847498A JPH11257997A JP H11257997 A JPH11257997 A JP H11257997A JP 5847498 A JP5847498 A JP 5847498A JP 5847498 A JP5847498 A JP 5847498A JP H11257997 A JPH11257997 A JP H11257997A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来の励磁方法は、正弦波励磁であるため、
出力された正弦波の回転信号をフィルター回路を介して
直流化しなければならず、回路が複雑化すると共に、フ
ィルター回路の時定数により応答性遅れを発生してい
た。 【解決手段】 本発明によるレゾルバにおける三角波に
よる電流制御励磁方法は、三角波発振回路(14)からの励
磁用基準信号(14a)を電流制御アンプ(15)に入力し、励
磁用基準信号(14a)のレベルに応じて出力されたレゾル
バ励磁電源出力を用い、回転信号[sinθ・f(t)、cosθ・f
(t)]を方形波で得る方法である。
出力された正弦波の回転信号をフィルター回路を介して
直流化しなければならず、回路が複雑化すると共に、フ
ィルター回路の時定数により応答性遅れを発生してい
た。 【解決手段】 本発明によるレゾルバにおける三角波に
よる電流制御励磁方法は、三角波発振回路(14)からの励
磁用基準信号(14a)を電流制御アンプ(15)に入力し、励
磁用基準信号(14a)のレベルに応じて出力されたレゾル
バ励磁電源出力を用い、回転信号[sinθ・f(t)、cosθ・f
(t)]を方形波で得る方法である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、レゾルバにおける
三角波による電流制御励磁方法に関し、特に、従来の正
弦波励磁方式における出力信号の直流化に必要となるフ
ィルターを不要とし、三角波励磁によりレゾルバから方
形波の回転信号を直接得るための新規な改良に関する。
三角波による電流制御励磁方法に関し、特に、従来の正
弦波励磁方式における出力信号の直流化に必要となるフ
ィルターを不要とし、三角波励磁によりレゾルバから方
形波の回転信号を直接得るための新規な改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、用いられていたこの種のレゾルバ
における励磁方法としては、一般に、正弦波信号よりな
る励磁信号をレゾルバの励磁コイルに印加して回転信号
を得ていた。
における励磁方法としては、一般に、正弦波信号よりな
る励磁信号をレゾルバの励磁コイルに印加して回転信号
を得ていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来のレゾルバにおけ
る励磁方法は、以上のように構成されていたため、次の
ような課題が存在していた。すなわち、レゾルバの出力
信号である回転信号も正弦波状であるため、この回転信
号を直流化するためのフィルター回路が必要であり、ま
た、このフィルター回路の時定数によって応答性に遅れ
を生じることとなっていた。
る励磁方法は、以上のように構成されていたため、次の
ような課題が存在していた。すなわち、レゾルバの出力
信号である回転信号も正弦波状であるため、この回転信
号を直流化するためのフィルター回路が必要であり、ま
た、このフィルター回路の時定数によって応答性に遅れ
を生じることとなっていた。
【０００４】本発明は、以上のような課題を解決するた
めになされたもので、特に、従来の正弦波励磁における
出力信号の直流化に必要となるフィルターを不要とし、
三角波励磁によりレゾルバから方形波の回転信号を直接
得るようにしたレゾルバにおける三角波による電流制御
励磁方法を提供することを目的とする。
めになされたもので、特に、従来の正弦波励磁における
出力信号の直流化に必要となるフィルターを不要とし、
三角波励磁によりレゾルバから方形波の回転信号を直接
得るようにしたレゾルバにおける三角波による電流制御
励磁方法を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明による電圧制御発
振方法は、レゾルバに励磁信号を供給し、前記レゾルバ
から回転信号［ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）、但し、ｆ（ｔ）は励磁成分］を得ると共に、前
記励磁信号は、三角波発振回路からの励磁用基準信号を
電流制御アンプに入力し、前記励磁用基準信号のレベル
に応じて出力されたレゾルバ励磁電源出力を用い、前記
回転信号［ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）］
は方形波で得る方法である。
振方法は、レゾルバに励磁信号を供給し、前記レゾルバ
から回転信号［ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）、但し、ｆ（ｔ）は励磁成分］を得ると共に、前
記励磁信号は、三角波発振回路からの励磁用基準信号を
電流制御アンプに入力し、前記励磁用基準信号のレベル
に応じて出力されたレゾルバ励磁電源出力を用い、前記
回転信号［ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）］
は方形波で得る方法である。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、図面と共に本発明によるレ
ゾルバにおける三角波による電流制御励磁方法の好適な
実施の形態について説明する。図１において符号１で示
されるものは例えば周知の１相励磁／２相出力型のレゾ
ルバであり、このレゾルバ１から出力される励磁成分ｆ
（ｔ）を含む２相の回転信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏ
ｓθ・ｆ（ｔ）はＳＩＮ，ＣＯＳマルチプライヤ２から
第１出力信号ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ）として同期検
波部３に入力され、この同期検波部３からの第２出力信
号ｓｉｎ（θ−φ）が積分器４を経て電圧制御発振器に
入力される。
ゾルバにおける三角波による電流制御励磁方法の好適な
実施の形態について説明する。図１において符号１で示
されるものは例えば周知の１相励磁／２相出力型のレゾ
ルバであり、このレゾルバ１から出力される励磁成分ｆ
（ｔ）を含む２相の回転信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏ
ｓθ・ｆ（ｔ）はＳＩＮ，ＣＯＳマルチプライヤ２から
第１出力信号ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ）として同期検
波部３に入力され、この同期検波部３からの第２出力信
号ｓｉｎ（θ−φ）が積分器４を経て電圧制御発振器に
入力される。
【０００７】前記電圧制御発振器５からのアップパルス
５ａ及びダウンパルス５ｂは、１回転カウンタ６でＣＷ
方向又はＣＣＷ方向としてカウントされ、ディジタル角
度出力φが出力される。この１回転カウンタ６からの桁
上げ信号ＣＡと桁下げ信号ＢＯは多回転カウンタ７に入
力され、この多回転カウンタ７からの多回転信号ＭＴが
多回転データ処理部８及びバスインターフェース９を介
して前記ディジタル角度出力φと共に外部回路に伝送さ
れる。
５ａ及びダウンパルス５ｂは、１回転カウンタ６でＣＷ
方向又はＣＣＷ方向としてカウントされ、ディジタル角
度出力φが出力される。この１回転カウンタ６からの桁
上げ信号ＣＡと桁下げ信号ＢＯは多回転カウンタ７に入
力され、この多回転カウンタ７からの多回転信号ＭＴが
多回転データ処理部８及びバスインターフェース９を介
して前記ディジタル角度出力φと共に外部回路に伝送さ
れる。
【０００８】前記ディジタル角度出力φは、経路１０を
経て、前記回転信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）が入力される同期位相検出部１１、前記ＳＩＮ，
ＣＯＳマルチプライヤ２及びエンコーダ相当パルス発生
ロジック部１２に入力され、この経路１０によりフィー
ドバックによる周知のトラッキング方式を形成し、この
エンコーダ相当パルス発生ロジック部１２から周知の
Ａ，Ｂ，Ｚ，Ｕ，Ｖ，Ｗからなるエンコーダ信号１３を
出力するように構成されている。なお、前記エンコーダ
信号１３は、周知のことであるが、アブソリュート・デ
ィジタル（パラレル）信号である前記ディジタル角度出
力φから、Ａ，Ｂ，Ｚ信号（Ａ相，Ｂ相，Ｚ相すなわち
零位置を示す）を変換して取り出す場合、図１４に示す
ように、このディジタル角度出力φのうちのＬＳＢから
ＭＳＢを用いてＺ信号を出力し、図１５に示すように、
ディジタル角度出力φのうちのφn-1とφn（但し、ｎは
設定分解能により１０又は１４）が用いられる。また、
３相モータの相切換信号であるＵ，Ｖ，Ｗ信号は、図１
６に示されるように、φ1（ＭＳＢ）をＵ信号とし、フ
ルアダータイプの加算器１００，１０１に対してディジ
タル角度出力φと−１２０°及び−２４０°の信号を各
々入力することによってＶ信号及びＷ信号を得ている。
経て、前記回転信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）が入力される同期位相検出部１１、前記ＳＩＮ，
ＣＯＳマルチプライヤ２及びエンコーダ相当パルス発生
ロジック部１２に入力され、この経路１０によりフィー
ドバックによる周知のトラッキング方式を形成し、この
エンコーダ相当パルス発生ロジック部１２から周知の
Ａ，Ｂ，Ｚ，Ｕ，Ｖ，Ｗからなるエンコーダ信号１３を
出力するように構成されている。なお、前記エンコーダ
信号１３は、周知のことであるが、アブソリュート・デ
ィジタル（パラレル）信号である前記ディジタル角度出
力φから、Ａ，Ｂ，Ｚ信号（Ａ相，Ｂ相，Ｚ相すなわち
零位置を示す）を変換して取り出す場合、図１４に示す
ように、このディジタル角度出力φのうちのＬＳＢから
ＭＳＢを用いてＺ信号を出力し、図１５に示すように、
ディジタル角度出力φのうちのφn-1とφn（但し、ｎは
設定分解能により１０又は１４）が用いられる。また、
３相モータの相切換信号であるＵ，Ｖ，Ｗ信号は、図１
６に示されるように、φ1（ＭＳＢ）をＵ信号とし、フ
ルアダータイプの加算器１００，１０１に対してディジ
タル角度出力φと−１２０°及び−２４０°の信号を各
々入力することによってＶ信号及びＷ信号を得ている。
【０００９】前記同期検波部３には同期検波ＯＮ／ＯＦ
Ｆ信号１３ａが入力されていると共に、例えば１０ＫＨ
ｚの三角波よりなる励磁用基準信号１４ａを出力する周
知の三角波発振回路１４が設けられ、この励磁用基準信
号１４ａは周知の電流制御アンプ１５に入力され、この
励磁用基準信号１４ａのレベルに応じて出力されたレゾ
ルバ励磁電源出力１５ａは、レゾルバ１の励磁信号ＲＥ
Ｆとしてレゾルバ１に印加されている。
Ｆ信号１３ａが入力されていると共に、例えば１０ＫＨ
ｚの三角波よりなる励磁用基準信号１４ａを出力する周
知の三角波発振回路１４が設けられ、この励磁用基準信
号１４ａは周知の電流制御アンプ１５に入力され、この
励磁用基準信号１４ａのレベルに応じて出力されたレゾ
ルバ励磁電源出力１５ａは、レゾルバ１の励磁信号ＲＥ
Ｆとしてレゾルバ１に印加されている。
【００１０】次に動作について説明する。１相励磁／２
相出力（振幅変調）タイプのレゾルバ１は、温度ドリフ
トや伝送ケーブル長等に左右されない安定なセンサーで
あることは周知の事実であるが、このレゾルバ１の励磁
成分関数をｆ（ｔ）とおくと、レゾルバ１からは角度θ
により振幅変調された以下の２相正弦波信号を出力す
る。 ＶS2-S4＝Ｓｉｎθ・ｆ（ｔ） ＶS1-S3＝Ｃｏｓθ・ｆ（ｔ） （１）式 但し、ＶS2-S4及びＶS1-S3はレゾルバ１の周知の２相出
力コイル（図示せず）の両端出力であり、本発明の場合
には、後述のようにレゾルバの励磁に三角波（１０ＫＨ
ｚ）の電流制御方式を採用しているため、ｆ（ｔ）は後
述のように方形波（１０ＫＨｚ）となる。（１）式で示
される回転信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）はＳＩＮ，ＣＯＳマルチプライヤ２に導入され、
ディジタル角度出力φより得られるｓｉｎφ及びｃｏｓ
φと相互に演算され、以下の信号となる。 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）×ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）×
ｓｉｎφ＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ） ここでｓｉｎφ及びｃｏｓφは、回路簡略化のため、次
の数１の（３）式で示す近似関数を使用している。
相出力（振幅変調）タイプのレゾルバ１は、温度ドリフ
トや伝送ケーブル長等に左右されない安定なセンサーで
あることは周知の事実であるが、このレゾルバ１の励磁
成分関数をｆ（ｔ）とおくと、レゾルバ１からは角度θ
により振幅変調された以下の２相正弦波信号を出力す
る。 ＶS2-S4＝Ｓｉｎθ・ｆ（ｔ） ＶS1-S3＝Ｃｏｓθ・ｆ（ｔ） （１）式 但し、ＶS2-S4及びＶS1-S3はレゾルバ１の周知の２相出
力コイル（図示せず）の両端出力であり、本発明の場合
には、後述のようにレゾルバの励磁に三角波（１０ＫＨ
ｚ）の電流制御方式を採用しているため、ｆ（ｔ）は後
述のように方形波（１０ＫＨｚ）となる。（１）式で示
される回転信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）はＳＩＮ，ＣＯＳマルチプライヤ２に導入され、
ディジタル角度出力φより得られるｓｉｎφ及びｃｏｓ
φと相互に演算され、以下の信号となる。 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）×ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）×
ｓｉｎφ＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ） ここでｓｉｎφ及びｃｏｓφは、回路簡略化のため、次
の数１の（３）式で示す近似関数を使用している。
【００１１】
【数１】
【００１２】次に同期検波部３にて同期整流され、励磁
成分ｆ（ｔ）はキャンセルされ、次の（４）式に示す制
御偏差εを０にすべくフィードバック制御ループ（トラ
ッキングループ）が展開される。 制御偏差：ε＝ｓｉｎ（θ−φ） （４）式 ε＝０より ∴ θ＝φ （５）式 となり、レゾルバ信号入力に見合うディジタル角度信号
φが１回転カウンタ６から求められることになる。な
お、トラッキングループの他の構成要素である積分器４
は制御系の安定化及び応答性改善のための制御理論で言
う補償器に相当し、次の数２の（６）式に示す伝達特性
を有する。
成分ｆ（ｔ）はキャンセルされ、次の（４）式に示す制
御偏差εを０にすべくフィードバック制御ループ（トラ
ッキングループ）が展開される。 制御偏差：ε＝ｓｉｎ（θ−φ） （４）式 ε＝０より ∴ θ＝φ （５）式 となり、レゾルバ信号入力に見合うディジタル角度信号
φが１回転カウンタ６から求められることになる。な
お、トラッキングループの他の構成要素である積分器４
は制御系の安定化及び応答性改善のための制御理論で言
う補償器に相当し、次の数２の（６）式に示す伝達特性
を有する。
【００１３】
【数２】
【００１４】また、ＶＣＯ（電圧制御発振器５）は、後
述するが、周知のように入力電圧に応じてディジタルパ
ルスに変換する手段であり、１回転カウンタ６は入力パ
ルスを積分（カウント）してパラレルなディジタル角度
信号φに変換する手段である。
述するが、周知のように入力電圧に応じてディジタルパ
ルスに変換する手段であり、１回転カウンタ６は入力パ
ルスを積分（カウント）してパラレルなディジタル角度
信号φに変換する手段である。
【００１５】次に、図１の各部の動作説明を行う。ま
ず、三角波発振回路１４及び電流制御アンプ１５を用い
た三角波による電流制御励磁方式について述べる。通
常、振幅変調型のレゾルバ励磁は、一般的には正弦波の
電圧制御を行うが、本発明においては下記により三角波
（１０ＫＨｚ）の電流制御とした。 （１）出力の短絡事故等発生しても、制御された電流し
か流さないため、回路焼損等の二次故障に至らない。 （２）レゾルバの入力インピーダンスは、基本的にはイ
ンダクタンス成分であり、電流変化を磁束変化に変える
ことでレゾルバ出力を得ており、電流を直接制御するこ
とが好ましい。 （３）出力回路の電力損失を電圧出力に比べ小さく抑え
ることが出来る。 （４）一般的にケーブル伝送においては、電流モードが
優れる。 （５）電流制御によれば、レゾルバ単体での入力電流位
相に対する出力電圧位相ズレは、基本的には発生しな
い。 図２はレゾルバの等価回路であり、図示しない励磁コイ
ルと出力コイルとはＭ結合し、互いに相対回転（θ）
し、励磁コイルの入力電圧Ｖ1と出力コイルの出力電圧
Ｖ0は図３で示すように、次の（７）、（８）式とな
る。 Ｖｉ＝Ｒｉ・Ｉｉ＋ＳＬｉ・Ｉｉ＋ＳＭ・Ｉｏ （７）式 Ｖｏ＝Ｒｏ・Ｉｏ＋ＳＬｏ・Ｉｏ＋ＳＭ・Ｉｉ （８）式 ここで、レゾルバ信号入力回路の入力インピーダンスが
高ければＩｏ≒０となり、（７）式、（８）式は以下と
なる。 Ｖｉ＝Ｒｉ・Ｉｉ＋ＳＬｉ・Ｉｉ＝（Ｒｉ＋ＳＬｉ）Ｉｉ （９）式 Ｖｏ＝ＳＭ・Ｉｉ （１０）式 なお、（１０）式は開放電圧を意味するものであり、入
力電流に対応している。又、ラプラス演算子（Ｓ）は電
気回路的にはｊｗと等価。 Ｓ≡ｊｗ 但し、Ｖｉ：励磁（入力）電圧 Ｉｉ：励磁（入力）電流 Ｖｏ：出力電圧 Ｉｏ：出力電流 Ｒｉ：励磁コイルの直流抵抗成分 Ｒｏ：出力コイルの直流抵抗成分 Ｌｉ：励磁コイルのインダクタンス成分 Ｌｏ：出力コイルのインダクタンス成分 Ｍ ：相互インダクタンス 図３の前記波形にみる如く、レゾルバ出力信号（Ｖｏ）
である回転信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）、ｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）は方形波をしており、後段の同期検波において基
本的には直線（直流）に直接的に置き替わるため、従来
の正弦波励磁での直流化のためのフィルターが不要とな
ると共に、これにより従来用いたフィルター時定数の削
除により、制御系の応答特性を改善することができる。
ず、三角波発振回路１４及び電流制御アンプ１５を用い
た三角波による電流制御励磁方式について述べる。通
常、振幅変調型のレゾルバ励磁は、一般的には正弦波の
電圧制御を行うが、本発明においては下記により三角波
（１０ＫＨｚ）の電流制御とした。 （１）出力の短絡事故等発生しても、制御された電流し
か流さないため、回路焼損等の二次故障に至らない。 （２）レゾルバの入力インピーダンスは、基本的にはイ
ンダクタンス成分であり、電流変化を磁束変化に変える
ことでレゾルバ出力を得ており、電流を直接制御するこ
とが好ましい。 （３）出力回路の電力損失を電圧出力に比べ小さく抑え
ることが出来る。 （４）一般的にケーブル伝送においては、電流モードが
優れる。 （５）電流制御によれば、レゾルバ単体での入力電流位
相に対する出力電圧位相ズレは、基本的には発生しな
い。 図２はレゾルバの等価回路であり、図示しない励磁コイ
ルと出力コイルとはＭ結合し、互いに相対回転（θ）
し、励磁コイルの入力電圧Ｖ1と出力コイルの出力電圧
Ｖ0は図３で示すように、次の（７）、（８）式とな
る。 Ｖｉ＝Ｒｉ・Ｉｉ＋ＳＬｉ・Ｉｉ＋ＳＭ・Ｉｏ （７）式 Ｖｏ＝Ｒｏ・Ｉｏ＋ＳＬｏ・Ｉｏ＋ＳＭ・Ｉｉ （８）式 ここで、レゾルバ信号入力回路の入力インピーダンスが
高ければＩｏ≒０となり、（７）式、（８）式は以下と
なる。 Ｖｉ＝Ｒｉ・Ｉｉ＋ＳＬｉ・Ｉｉ＝（Ｒｉ＋ＳＬｉ）Ｉｉ （９）式 Ｖｏ＝ＳＭ・Ｉｉ （１０）式 なお、（１０）式は開放電圧を意味するものであり、入
力電流に対応している。又、ラプラス演算子（Ｓ）は電
気回路的にはｊｗと等価。 Ｓ≡ｊｗ 但し、Ｖｉ：励磁（入力）電圧 Ｉｉ：励磁（入力）電流 Ｖｏ：出力電圧 Ｉｏ：出力電流 Ｒｉ：励磁コイルの直流抵抗成分 Ｒｏ：出力コイルの直流抵抗成分 Ｌｉ：励磁コイルのインダクタンス成分 Ｌｏ：出力コイルのインダクタンス成分 Ｍ ：相互インダクタンス 図３の前記波形にみる如く、レゾルバ出力信号（Ｖｏ）
である回転信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）、ｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）は方形波をしており、後段の同期検波において基
本的には直線（直流）に直接的に置き替わるため、従来
の正弦波励磁での直流化のためのフィルターが不要とな
ると共に、これにより従来用いたフィルター時定数の削
除により、制御系の応答特性を改善することができる。
【００１６】次に、レゾルバの励磁成分位相同期化方法
について述べる。レゾルバ出力信号である回転信号ｓｉ
ｎθ・ｆ（ｔ）、ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）の励磁成分ｆ
（ｔ）は、電流制御アンプ１５から伝送ケーブルを介し
てレゾルバ１へ供給され、レゾルバ１にて角度情報を含
むレゾルバ出力信号に変換された後、再び伝送ケーブル
を介して受側回路に入力されるまでのいずれかの過程に
おいて位相差を生じる。この位相差が生じた場合、後段
の同期検波において、直流化する際に、等価的には変換
効率を下げることで、制御系のループゲインを下げると
共に高周波ノイズを混入させてしまうこととなり、制御
特性に悪影響を及ぼしてしまう。そのため、本発明で
は、レゾルバ信号に含まれる励磁成分（位相差を有す
る）のみに着目し、レゾルバ信号自体より検出（抽出）
された励磁成分を本来の励磁信号と置き変えることによ
り、基本的な位相差を常にゼロにしようとする方法であ
る。すなわち、レゾルバ信号は、（１）式で示される通
り、回転角度θによって振幅変調されているため、角度
によっては振幅レベルが小さくなり、励磁成分を抽出す
るに不都合となってしまう。従って、３６０°を９０°
毎に４分割することで図４に示す如く、安定した振幅を
確保できる。なお、この際の前提条件としては、２相レ
ゾルバ信号の励磁成分は相対的な位相差を持たない必要
がある。 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）←→ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）
について述べる。レゾルバ出力信号である回転信号ｓｉ
ｎθ・ｆ（ｔ）、ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）の励磁成分ｆ
（ｔ）は、電流制御アンプ１５から伝送ケーブルを介し
てレゾルバ１へ供給され、レゾルバ１にて角度情報を含
むレゾルバ出力信号に変換された後、再び伝送ケーブル
を介して受側回路に入力されるまでのいずれかの過程に
おいて位相差を生じる。この位相差が生じた場合、後段
の同期検波において、直流化する際に、等価的には変換
効率を下げることで、制御系のループゲインを下げると
共に高周波ノイズを混入させてしまうこととなり、制御
特性に悪影響を及ぼしてしまう。そのため、本発明で
は、レゾルバ信号に含まれる励磁成分（位相差を有す
る）のみに着目し、レゾルバ信号自体より検出（抽出）
された励磁成分を本来の励磁信号と置き変えることによ
り、基本的な位相差を常にゼロにしようとする方法であ
る。すなわち、レゾルバ信号は、（１）式で示される通
り、回転角度θによって振幅変調されているため、角度
によっては振幅レベルが小さくなり、励磁成分を抽出す
るに不都合となってしまう。従って、３６０°を９０°
毎に４分割することで図４に示す如く、安定した振幅を
確保できる。なお、この際の前提条件としては、２相レ
ゾルバ信号の励磁成分は相対的な位相差を持たない必要
がある。 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）←→ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）
【００１７】次に、三角関数近似演算手法について述べ
る。ＳＩＮ，ＣＯＳマルチプライヤ２に於いて必要なデ
ィジタル角度出力φのｓｉｎφ，ｃｏｓφ信号を電子回
路にて簡単に実現するために、数３の（３）式に示す近
似式により実現する。
る。ＳＩＮ，ＣＯＳマルチプライヤ２に於いて必要なデ
ィジタル角度出力φのｓｉｎφ，ｃｏｓφ信号を電子回
路にて簡単に実現するために、数３の（３）式に示す近
似式により実現する。
【００１８】
【数３】
【００１９】この（３）式において、Ａの値は経験的に
求めた値であり、この数値の近似精度はシステムのディ
ジタル変換精度そのものへ影響を及ぼす。また、（３）
式の示す近似は、ｓｉｎ又はｃｏｓ関数そのものを近似
するものではなく、（２）式に示す関数、ひいては
（４）式に示す制御偏差の値が最も近似されるようにさ
れている。この（３）式を実現するための具体的な回路
例を、図５に示す。基本構成は、周知の乗算型Ｄ／Ａ変
換器であり、フィードバック系のＲ１，Ｒ２を選択設定
することで（３）式に示す特性を得る。従って、図５に
おけるｓｉｎφとｃｏｓφは、次の数４の（１１）式で
表される。
求めた値であり、この数値の近似精度はシステムのディ
ジタル変換精度そのものへ影響を及ぼす。また、（３）
式の示す近似は、ｓｉｎ又はｃｏｓ関数そのものを近似
するものではなく、（２）式に示す関数、ひいては
（４）式に示す制御偏差の値が最も近似されるようにさ
れている。この（３）式を実現するための具体的な回路
例を、図５に示す。基本構成は、周知の乗算型Ｄ／Ａ変
換器であり、フィードバック系のＲ１，Ｒ２を選択設定
することで（３）式に示す特性を得る。従って、図５に
おけるｓｉｎφとｃｏｓφは、次の数４の（１１）式で
表される。
【００２０】
【数４】
【００２１】なお、前記の図５及び（３）、（１１）式
によれば、０°〜９０°の範囲でしか演算できない訳で
あるが、１回転を９０°単位の４象限に分けて合成する
ことにより、全範囲をカバーすることができる。すなわ
ち、図６に示す如く、ｓｉｎφは単調増加特性、ｃｏｓ
φは単調減少特性であることより、図７のように組合せ
により実現できる。従って、前述の組合せにより、前述
の（２）式を全範囲で実現することができるものであ
る。 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）×ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）×ｓｉｎφ ＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ） （２）式 また、前述のＳＩＮ，ＣＯＳマルチプライヤ２の具体的
なブロック回路としては、図８に示すように、回転信号
ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）、ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）を図７で示す
信号選択ロジック２０に入力して、ｃｏｓφとｓｉｎφ
を演算処理することにより前記第１出力信号ｓｉｎ（θ
−φ）・ｆ（ｔ）を出力することができる。
によれば、０°〜９０°の範囲でしか演算できない訳で
あるが、１回転を９０°単位の４象限に分けて合成する
ことにより、全範囲をカバーすることができる。すなわ
ち、図６に示す如く、ｓｉｎφは単調増加特性、ｃｏｓ
φは単調減少特性であることより、図７のように組合せ
により実現できる。従って、前述の組合せにより、前述
の（２）式を全範囲で実現することができるものであ
る。 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）×ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）×ｓｉｎφ ＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ） （２）式 また、前述のＳＩＮ，ＣＯＳマルチプライヤ２の具体的
なブロック回路としては、図８に示すように、回転信号
ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）、ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）を図７で示す
信号選択ロジック２０に入力して、ｃｏｓφとｓｉｎφ
を演算処理することにより前記第１出力信号ｓｉｎ（θ
−φ）・ｆ（ｔ）を出力することができる。
【００２２】次に、多回転数検出方法について述べる。
図９に示すように、１回転（０〜３６０°）用カウンタ
６より得られる桁上げ（ＣＡ．）及び桁下げ（ＢＯ．）
信号出力を上位の多回転カウンタ７へ導入することによ
り、自動的に多回転カウントを実現する。なお、ラッチ
回路２１，２２を用いることにより多回転数プリセット
ができる。この多回転検出値そのものは、原理より明ら
かなように、絶対値ではないが、電源継続投入状態に限
って絶対値検出（多回転部分含めた）を実現するための
手段として、図９に示す回路が付加されている。これに
よれば、電源投入時に機械軸に合わせた多回転数を各ラ
ッチ回転２１，２２によりプリセットしていることによ
り、等価的に全範囲での絶対値検出が実現可能となる。
なお、上記の発展として、電源の如何に関わらず、絶対
値検出が実現できるためには、少なくとも電源ＯＦＦ時
に機械軸が０°をよぎるような動きをしないことが前提
条件となる。
図９に示すように、１回転（０〜３６０°）用カウンタ
６より得られる桁上げ（ＣＡ．）及び桁下げ（ＢＯ．）
信号出力を上位の多回転カウンタ７へ導入することによ
り、自動的に多回転カウントを実現する。なお、ラッチ
回路２１，２２を用いることにより多回転数プリセット
ができる。この多回転検出値そのものは、原理より明ら
かなように、絶対値ではないが、電源継続投入状態に限
って絶対値検出（多回転部分含めた）を実現するための
手段として、図９に示す回路が付加されている。これに
よれば、電源投入時に機械軸に合わせた多回転数を各ラ
ッチ回転２１，２２によりプリセットしていることによ
り、等価的に全範囲での絶対値検出が実現可能となる。
なお、上記の発展として、電源の如何に関わらず、絶対
値検出が実現できるためには、少なくとも電源ＯＦＦ時
に機械軸が０°をよぎるような動きをしないことが前提
条件となる。
【００２３】次に、ＵＰ／ＤＯＷＮパルス発生可能な電
圧制御発振器（ＶＣＯ）の動作について述べる。従来の
トラッキング方式においては、ＶＣＯは単極性アナログ
信号入力レベルに応じたパルス発振器であり、ＵＰ／Ｄ
ＯＷＮの極性判別は別の回路で行われていたが、本発明
によるＶＣＯは、上記全機能を有し、回路の簡略化・安
定化・高速化に努めたものである。すなわち、図１０で
示される基本構成の電圧制御発振部５Ａの帰還用コンデ
ンサＣの両端間に接続されたスイッチＳへパルス５ｃを
印加すると共に前記積分器４からの出力４ａをＶinに入
力することにより図１１で示すスレッショルドＶTHを有
する鋸歯状波からなる出力Ｖoutが得られ、出力Ｖoutは
スレッショルドＶTHと一致するとパルス５ｃにより帰還
用コンデンサＣの蓄積電荷が放電されることにより充放
電を繰り返し、鋸歯状波を形成する。この出力はＶTH及
び出力周波数ｆ0は次の数５の（１２）式及び（１３）
式の通りである。
圧制御発振器（ＶＣＯ）の動作について述べる。従来の
トラッキング方式においては、ＶＣＯは単極性アナログ
信号入力レベルに応じたパルス発振器であり、ＵＰ／Ｄ
ＯＷＮの極性判別は別の回路で行われていたが、本発明
によるＶＣＯは、上記全機能を有し、回路の簡略化・安
定化・高速化に努めたものである。すなわち、図１０で
示される基本構成の電圧制御発振部５Ａの帰還用コンデ
ンサＣの両端間に接続されたスイッチＳへパルス５ｃを
印加すると共に前記積分器４からの出力４ａをＶinに入
力することにより図１１で示すスレッショルドＶTHを有
する鋸歯状波からなる出力Ｖoutが得られ、出力Ｖoutは
スレッショルドＶTHと一致するとパルス５ｃにより帰還
用コンデンサＣの蓄積電荷が放電されることにより充放
電を繰り返し、鋸歯状波を形成する。この出力はＶTH及
び出力周波数ｆ0は次の数５の（１２）式及び（１３）
式の通りである。
【００２４】
【数５】
【００２５】また、図１２で示されるように、前述の電
圧制御発振器５は、前述の図１０で示す電圧制御発振器
５Ａの出力側に４個のコンパレータＣＯＭＰ１〜４が設
けられると共に、各コンパレータＣＯＭＰ１〜４の出力
５ｄ，５ｅ，５ｆ，５ｇ側に設けた４個のゲート回路Ｇ
１〜Ｇ４が設けられ、ゲート回路Ｇ２とＧ３に接続され
たゲート回路Ｇ５からの前記パルス５ｃが前記コンデン
サＣの両端間に接続されたスイッチＳに印加され、ゲー
トＧ１からアップパルス５ａが、ゲートＧ４からダウン
パルス５ｂが出力されるように構成されている。なお、
実験の結果、２ＭＨｚ程度迄の安定な発振を得ることが
できた。また、この図１２の動作を示す波形図は図１３
に示す通りである。
圧制御発振器５は、前述の図１０で示す電圧制御発振器
５Ａの出力側に４個のコンパレータＣＯＭＰ１〜４が設
けられると共に、各コンパレータＣＯＭＰ１〜４の出力
５ｄ，５ｅ，５ｆ，５ｇ側に設けた４個のゲート回路Ｇ
１〜Ｇ４が設けられ、ゲート回路Ｇ２とＧ３に接続され
たゲート回路Ｇ５からの前記パルス５ｃが前記コンデン
サＣの両端間に接続されたスイッチＳに印加され、ゲー
トＧ１からアップパルス５ａが、ゲートＧ４からダウン
パルス５ｂが出力されるように構成されている。なお、
実験の結果、２ＭＨｚ程度迄の安定な発振を得ることが
できた。また、この図１２の動作を示す波形図は図１３
に示す通りである。
【００２６】また、レゾルバの場合、その信号形態は、
（１）式で示す如く２相正弦波（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）
にｆ（ｔ）なる励磁成分で変調されている。従って、周
知の正弦波エンコーダの如く、（１４）式に示す様な励
磁成分ｆ（ｔ）を含まぬような信号形態であっても、原
理的に変換可能であり、応用範囲は拡大される。 Ｅ1＝Ｋ・ｓｉｎθ Ｅ2＝Ｋ・ｃｏｓθ （１４）式 すなわち、（１４）式で明白なように、（１）式におい
て励磁成分ｆ（ｔ）＝１とすれば等価となる。ｆ（ｔ）
＝１、すなわち、同期検波せずして制御偏差εが得られ
ることとなり、図１の同期検波ＯＮ／ＯＦＦ信号１３ａ
をＯＦＦすることにより同期検波回路を機能させず単に
固定すれば良い。なお、前述の励磁方法以外のディジタ
ル変換方法については前述の方法以外でも可能であるこ
とは述べるまでもないことである。
（１）式で示す如く２相正弦波（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）
にｆ（ｔ）なる励磁成分で変調されている。従って、周
知の正弦波エンコーダの如く、（１４）式に示す様な励
磁成分ｆ（ｔ）を含まぬような信号形態であっても、原
理的に変換可能であり、応用範囲は拡大される。 Ｅ1＝Ｋ・ｓｉｎθ Ｅ2＝Ｋ・ｃｏｓθ （１４）式 すなわち、（１４）式で明白なように、（１）式におい
て励磁成分ｆ（ｔ）＝１とすれば等価となる。ｆ（ｔ）
＝１、すなわち、同期検波せずして制御偏差εが得られ
ることとなり、図１の同期検波ＯＮ／ＯＦＦ信号１３ａ
をＯＦＦすることにより同期検波回路を機能させず単に
固定すれば良い。なお、前述の励磁方法以外のディジタ
ル変換方法については前述の方法以外でも可能であるこ
とは述べるまでもないことである。
【００２７】
【発明の効果】本発明によるレゾルバにおける三角波に
よる電流制御励磁方法は、以上のように構成されている
ため、次のような効果を得ることができる。すなわち、
三角波励磁によってレゾルバから方形波の回転信号を得
ることができるため、従来の正弦波励磁方法のように直
流化に必要とするフィルター回路が不要となり、精度及
び応答性共向上できる。
よる電流制御励磁方法は、以上のように構成されている
ため、次のような効果を得ることができる。すなわち、
三角波励磁によってレゾルバから方形波の回転信号を得
ることができるため、従来の正弦波励磁方法のように直
流化に必要とするフィルター回路が不要となり、精度及
び応答性共向上できる。
【図１】本発明によるディジタル角度変換方法を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】レゾルバの等価回路である。
【図３】図２の三角波による励磁及び出力状態を示す波
形図である。
形図である。
【図４】励磁成分位相同期化を示す波形図である。
【図５】三角関数近似演算に用いる回路図である。
【図６】ｓｉｎφとｃｏｓφの特性図である。
【図７】ｓｉｎ，ｃｏｓマルチプライヤ部信号選択ロジ
ック図である。
ック図である。
【図８】ｓｉｎ，ｃｏｓマルチプライヤの具体例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図９】多回転データ処理部を示すブロック図である。
【図１０】電圧制御発振器の一部を示す回路図である。
【図１１】図１０の波形図である。
【図１２】電圧制御発振器の全体を示す回路図である。
【図１３】図１２の各部の波形図である。
【図１４】Ｚ信号の生成構成図である。
【図１５】Ａ，Ｂ信号の生成構成図である。
【図１６】Ｕ，Ｖ，Ｗ信号の生成構成図である。
１ レゾルバ ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ） 回転信号 ｆ（ｔ） 励磁成分 １４ 三角波発振回路 １４ａ 励磁用基準信号 １５ 電流制御アンプ １５ａ レゾルバ励磁電源出力
Claims (1)
- 【請求項１】 レゾルバ(1)に励磁信号を供給し、前記
レゾルバ(1)から回転信号[sinθ・f(t),cosθ・f(t)、但
し、f(t)は励磁成分]を得ると共に、前記励磁信号は、
三角波発振回路(14)からの励磁用基準信号(14a)を電流
制御アンプ(15)に入力し、前記励磁用基準信号(14a)の
レベルに応じて出力されたレゾルバ励磁電源出力(15a)
を用い、前記回転信号[sinθ・f(t),cosθ・f(t)]は方形
波で得ることを特徴とするレゾルバにおける三角波によ
る電流制御励磁方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5847498A JPH11257997A (ja) | 1998-03-10 | 1998-03-10 | レゾルバにおける三角波による電流制御励磁方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5847498A JPH11257997A (ja) | 1998-03-10 | 1998-03-10 | レゾルバにおける三角波による電流制御励磁方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11257997A true JPH11257997A (ja) | 1999-09-24 |
Family
ID=13085441
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5847498A Pending JPH11257997A (ja) | 1998-03-10 | 1998-03-10 | レゾルバにおける三角波による電流制御励磁方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11257997A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009077481A (ja) * | 2007-09-19 | 2009-04-09 | Toyota Motor Corp | モータ制御装置およびそれを搭載する車両 |
| CN107782344A (zh) * | 2016-08-31 | 2018-03-09 | 青岛农业大学 | 一种适用于变速条件的旋转变压器信号转换器 |
-
1998
- 1998-03-10 JP JP5847498A patent/JPH11257997A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009077481A (ja) * | 2007-09-19 | 2009-04-09 | Toyota Motor Corp | モータ制御装置およびそれを搭載する車両 |
| CN107782344A (zh) * | 2016-08-31 | 2018-03-09 | 青岛农业大学 | 一种适用于变速条件的旋转变压器信号转换器 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Effective date: 20041019 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Effective date: 20070327 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070515 |
|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Effective date: 20070611 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20080819 |