JPH11275863A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スイッチング電源装置においてコモンモード
ノイズが発生する。 【解決手段】 整流平滑回路３の出力端子３ａ、３ｂ間
に、第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の直列回路
を接続する。第２のトランジスタＱ2 に並列にトランス
８の１次巻線Ｎ1 を接続する。１次巻線Ｎ1 に直列に直
列共振用コンデンサＣ1 とインダクタンスＬ1 を接続す
る。トランス８のコア７をコンデンサ１７を介して整流
平滑回路３の出力端子３ｂに接続する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はＤＣ−ＤＣコンバー
タ等のスイッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＤＣ−ＤＣコンバータを含むスイッチン
グ電源装置は、図１に示すように商用交流電源１が接続
される電源端子１ａ、１ｂに入力フィルタ（ノイズ除去
フィルタ）２、入力整流平滑回路３、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ４を順次に接続することによって構成されている。
入力フィルタ２は高周波成分を除去するものであって、
コンデンサとチョークコイルで構成されている。ＤＣ−
ＤＣコンバータ４は入力整流平滑回路３から得られた直
流電圧をスイッチング素子でオン・オフして出力トラン
スの１次巻線に電流を断続的に供給し、出力トランスの
２次巻線の電圧を整流平滑し、出力端子５ａ、５ｂの直
流電圧で負荷６を駆動するものである。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ４が例えば特開平８−６６０２５号公報に記
載されているような共振を使用したハーフブリッジ型の
場合には、図２に示すようにコア７に１次巻線Ｎ1 と第
１及び第２の２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bを巻回した出力トラン
ス８を使用する。１次巻線Ｎ1 には共振用インダクタン
スＬ1 と共振用コンデンサＣ1 とが直列に接続される。
２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bにはダイオード９、１０と平滑コン
デンサ１１とから成る出力整流平滑回路１２が接続さ
れ、この出力端子５ａ、５ｂ間に負荷６が接続される。
この種の回路において、出力トランス８の１次巻線Ｎ1
とコア７との間に浮遊容量Ｃa 、コア７と２次巻線Ｎ2
a、Ｎ2bとの間に浮遊容量Ｃb 、Ｃc 、１次巻線Ｎ1 と
２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bとの間に浮遊容量Ｃd が存在する。
このため、コア７の電位が１次巻線Ｎ1 の電位の変化に
応じて変化し、コモンモードノイズが発生することがあ
る。コモンモードノイズは２次側の共通出力端子５ｂと
グランドとの間の電圧Ｖcnの測定によって知ることがで
き、図３に示すような波形を有する。なお、２次側の共
通ライン（セカンダリグランド）におけるコモンモード
ノイズは、特にノートパソコン等に使用されているグラ
ンドポインタやタッチパネルの静電検知型機器等に悪影
響を及ぼす。

【０００４】そこで、本発明の目的はコモンモードノイ
ズを抑制することができるスイッチング電源装置を提供
することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、交流電源に接続された入力整流平滑回路
と、前記入力整流平滑回路から得られた直流電圧をオン
・オフするための１個又は複数個のスイッチと、前記ス
イッチを介して前記入力整流平滑回路に接続され且つコ
アに巻き回されている出力トランスの１次巻線と、前記
１次巻線に前記コアを介して電磁結合された２次巻線
と、前記２次巻線に接続された出力整流平滑回路と、前
記コアを電位安定点に直接に又はコンデンサを介して電
気的に接続する手段とから成るスイッチング電源装置に
係わるものである。なお、請求項２に示すように電位安
定点を、入力整流平滑回路の一方又は他方の出力端子、
又は出力整流平滑回路の一方又は他方の出力端子、又は
交流電源の接地ラインにすることが望ましい。また、請
求項３に示すように、共振型スイッチング電源装置の出
力トランスのコアを直接に又はコンデンサを介して電位
安定点に接続することができる。また、請求項４に示す
ようにスイッチング電源の入力段のノイズ除去フィルタ
用チョークコイルのコアを電位安定点に直接に又はコン
デンサを介して接続することができる。また、請求項５
に示すようにスイッチング電源装置の出力平滑用チョー
クコイルのコアを電位安定点に直接又はコンデンサを介
して接続することができる。

【０００６】

【発明の効果】各請求項の発明によれば、トランス又は
チョークコイルのコアの電位が安定化されるためにコモ
ンモードノイズが抑制される。

【０００７】

【実施形態及び実施例】次に、図４〜図８を参照して本
発明の実施形態及び実施例を説明する。但し、図４〜図
８において図１及び図２と実質的に同一の部分には同一
の符号を付してその説明を省略する。

【０００８】

【第１の実施例】図４に示す第１の実施例の共振型スイ
ッチング電源装置においては、図１と同様に商用交流電
源１に入力フィルタ（ノイズフィルタ）２を介して入力
整流平滑回路３が接続されている。なお、入力フィルタ
２及び入力整流平滑回路３は図７で同一符号で示すもの
と同一に構成されている。入力整流平滑回路３の出力段
には共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ４ａを介して負荷６が
接続されている。このＤＣ−ＤＣコンバータ４ａは、直
流電源としての入力整流平滑回路３の一方の出力端子３
ａと他方の出力端子３ｂとの間に接続された第１及び第
２のスイッチとしての絶縁ゲート型電界効果トランジス
タ（以下、単にトランジスタと言う）Ｑ1 、Ｑ2 の直列
回路と、出力トランス８と、この出力トランス８の１次
巻線Ｎ1 に直列に接続された共振用のインダクタンスＬ
1 及び共振用コンデンサＣ1 と、第２のトランジスタＱ
2 に並列接続された補助コンデンサＣ2 と、第１及び第
２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 に逆方向並列に接続された
第１及び第２のクランプ用ダイオードＤ1 、Ｄ2 と、第
１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のゲート（制御端
子）に接続された制御回路１３と、出力トランス８の２
次巻線Ｎ2a、Ｎ2bと、この２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bに接続さ
れたダイオード９、１０と平滑用コンデンサ１１とから
成る出力整流平滑回路１２と、誤差増幅器１４と、基準
電圧源１５と、電流検出器１６とを有する。また、本発
明に従って、１次巻線Ｎ1 及び２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bが巻
回されているコア（磁心）７がコンデンサ１７を介して
導線１８で入力整流平滑回路３の他方の出力端子（グラ
ンド端子）３ｂに接続されている。なお、トランス８は
周知のように励磁インダクタンスと漏洩インダクタンス
とを有する。また、第１及び第２のトランジスタＱ1 、
Ｑ2 はソースがサブストレート（バルク）に接続された
構造を有するので、第１及び第２のダイオードＤ1 、Ｄ
2 はトランジスタＱ1 、Ｑ2 に内蔵されている。

【０００９】１次巻線Ｎ1 とインダクタンスＬ1 とコン
デンサＣ1 との直列回路は第２のトランジスタＱ2 に並
列に接続されている。トランス８の１次巻線Ｎ1 にコア
７を介して電磁結合されている２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの両
端はダイオード９、１０を介してコンデンサ１１の一端
に接続され、センタタップはコンデンサ１１の他端に接
続されている。誤差増幅器１４の一方の入力端子は出力
端子５ａに接続され、他方の入力端子は基準電圧源１５
に接続され、この誤差出力ライン１９は制御回路１３に
接続されている。この誤差増幅器１４は出力検出電圧と
基準電圧との差に対応する電圧を出力する。カレントト
ランスから成る電流検出器１６はライン２０によって制
御回路１３に接続されている。

【００１０】制御回路１３は図５に示すようにＶＣＯ
（電圧制御発振器）２１と、波形整形回路２２と、電流
検出用整流平滑回路２３と、比較器２４と、過電流検出
用基準電圧源２５と、ダイオードＤa 、Ｄb とから成
る。

【００１１】ＶＣＯ２１は図３の誤差増幅器１４の出力
ライン１９にダイオードＤa を介して接続されていると
共にダイオードＤb とライン２６を介して比較器２４に
も接続されている。このＶＣＯ２１の出力周波数は、出
力端子５ａの検出電圧が基準値よりも高い時に高くな
り、出力検出電圧が基準値よりも低い時に低くなると共
に、過電流時にも高くなる。ＶＣＯ２１の出力は波形整
形回路２２で方形波に整形され、図６（Ａ）及び（Ｂ）
に示す互いに逆位相の２つの制御信号に変換される。図
６（Ａ）の制御信号はライン２７でトランジスタＱ1 の
ゲート（制御端子）に送られ、図６（Ｂ）の制御信号は
ライン２８で第２のトランジスタＱ2 のゲート（制御端
子）に送られる。なお、図６（Ａ）（Ｂ）の２つの制御
信号は僅かなデット・タイムを有して交互に発生する。
また、図５（Ａ）（Ｂ）の制御信号のパルス幅はＣ1 Ｌ
1 の共振波形の半波よりも長く設定されている。

【００１２】整流平滑回路２３はダイオード２９とコン
デンサ３０とから成り、電流検出器１６の出力ライン２
０の電圧を整流して比較器２４の一方の入力端子に送
る。比較器２４は他方の入力端子に接続された基準電圧
源２５の過電流を示す基準電圧と整流平滑回路２３の出
力電圧とを比較し、整流平滑回路２３の出力電圧が基準
電圧以上になった時にダイオードＤb をオン駆動する。
即ち過電流時における比較器２４の出力電圧は誤差増幅
器１４の出力電圧よりも高くなるように設定され、ま
た、非過電流時の比較器２４の出力電圧は誤差増幅器１
４の出力電圧よりも低くなるように設定されている。こ
れにより、ダイオードＤa 、Ｄb は選択スイッチとして
機能する。

【００１３】図４の第１及び第２のトランジスタＱ1 、
Ｑ2 のゲートには図６（Ａ）（Ｂ）に示すゲート信号Ｖ
g1、Ｖg2が与えられ、第１及び第２のトランジスタＱ1
、Ｑ2 は交互にオンになる。図６のｔ0 〜ｔ1 期間に
は、１次巻線Ｎ1 とインダクタンスＬ1 と共振用コンデ
ンサＣ1 と補助コンデンサＣ2 とから成る回路で補助コ
ンデンサＣ2 の充電が行われる。ｔ1 時点で補助コンデ
ンサＣ2 の充電が完了すると、励磁インダクタンスＬp
と漏洩インダクタンスとを有する１次巻線Ｎ1 とインダ
クタンスＬ1 とコンデンサＣ1 との直列回路を通って流
れていた電流はダイオードＤ1 に転流し、上記直列回路
とダイオードＤ1 と入力整流平滑回路３の平滑コンデン
サの閉回路に電流が流れる。従って、第１のトランジス
タＱ1 とダイオードＤ1 とから成る第１のスイッチ回路
の電流Ｉ1 は図６（Ｅ）に示すようにｔ1 〜ｔ2 におい
て逆方向電流になる。

【００１４】ｔ2 時点で逆方向電流がゼロになると、次
に、入力整流平滑回路３の平滑コンデンサと第１のトラ
ンジスタＱ1 と共振用コンデンサＣ1 とインダクタンス
Ｌ1と１次巻線Ｎ1 とから成る閉回路に図６（Ｅ）のｔ2
〜ｔ3 に示すように正弦波状の直列共振電流が流れ
る。なお、第１のトランジスタＱ1 のオン期間にはＣ1
Ｌ1 の高周波数の直列共振の他にトランス８の図４で破
線で示す励磁インダクタンスＬp とコンデンサＣ1 とに
基づく低周波数の共振も生じる。励磁インダクタンスＬ
p は１次巻線Ｎ1 の負荷に対して等価的に並列に接続さ
れる。なお、漏洩インダクタンス及びインダクタンスＬ
1 に比べて励磁インダクタンスＬp が十分に大きい場合
にはＬp に基づく共振周波数は極めて低くなり、この励
磁インダクタンスＬp に流れる電流は傾斜を有してほぼ
直線的に増大する。第１のトランジスタＱ1 を通って流
れる電流Ｉ1 はＣ1 Ｌ1 の共振電流と励磁インダクタン
スＬp の電流との合成になる。図６のｔ3 でＣ1 Ｌ1 の
共振電流がゼロになった後のｔ3 〜ｔ4 においては励磁
インダクタンスＬp に基づく電流が第１のスイッチ回路
の電流Ｉ1 となる。

【００１５】ｔ4 で第１のトランジスタＱ1 がオフにな
ると、補助コンデンサＣ2 と直列共振用コンデンサＣ1
とインダクタンスＬ1 と励磁インダクタンスＬp を有す
る１次巻線Ｎ1 とから成る閉回路に電流Ｉc2が図６
（Ｇ）のｔ4 〜ｔ5 に示すように流れる。即ち、励磁イ
ンダクタンスＬp に流れていて電流が補助コンデンサＣ
2の電流Ｉc2に転流し、補助コンデンサＣ2 が放電す
る。これにより、補助コンデンサＣ2 の電圧即ち第２の
トランジスタＱ2 のドレイン・ソース間電圧Ｖds2 が図
６（Ｄ）に示すように徐々に低くなる。一方、第１のト
ランジスタＱ1 のドレイン・ソース間電圧Ｖds1 は、電
源１の電圧から第２のトランジスタＱ2 のドレイン・ソ
ース間電圧Ｖds2 を差し引いた値になるので、図６
（Ｃ）に示すように徐々に高くなり、ターンオフ時のゼ
ロボルトスイッチングが達成される。第２のトランジス
タＱ2 のゲート信号Ｖg2を図６（Ｂ）に示すようにｔ5
時点で印加すると、このターンオン時のゼロボルトスイ
ッチングが達成される。従って、スイッチング損失が大
幅に小さくなる。

【００１６】ｔ5 時点で補助コンデンサＣ2 の電圧が実
質的にゼロになると第２のダイオードＤ2 の逆バイアス
が解除される。これにより、励磁インダクタンスＬp の
電流は補助コンデンサＣ2 から第２のダイオードＤ2 に
転流し、図６（Ｆ）のｔ5 〜ｔ6 期間の電流が流れる。
即ち、ｔ5 〜ｔ6 期間には励磁インダクタンスＬp を有
する１次巻線Ｎ1 と第２のダイオードＤ2 と直列共振用
コンデンサＣ1 とインダクタンスＬ1 とから成る閉回路
で電流が流れる。また、ｔ5 〜ｔ7 の第２のトランジス
タＱ2 のオン期間には直列共振用コンデンサＣ1 と第２
のトランジスタＱ2 と１次巻線Ｎ1 とインダクタンスＬ
1 とから成る閉回路で直列共振電流が流れる。この時に
第２のトランジスタＱ2 とダイオードＤ2 とから成る第
２のスイッチ回路に流れる電流Ｉ2 は図６（Ｆ）のｔ5
〜ｔ7 のように流れ、図６（Ｅ）に示す第１のスイッチ
回路の電流Ｉ1 と実質的に同一である。

【００１７】ｔ7 で第２のトランジスタＱ2 がオフにな
ると、励磁インダクタンスＬp によって上向きに流れて
いた電流Ｉ2 が補助コンデンサＣb に転流し、図６
（Ｇ）のｔ7 〜ｔ8 の電流Ｉc2が流れ、コンデンサＣ2
の電圧即ち第２のトランジスタＱ2 のドレイン・ソース
間電圧Ｖds2 が図６（Ｄ）に示すように徐々に高くな
る。一方、第１のトランジスタＱ1 のドレイン・ソース
間電圧Ｖds1 は電源１の電圧からＶds2 を差し引いた値
であるから、図６（Ｃ）に示すように徐々に低くなる。
これにより、第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の
ゼロボルトスイッチングが達成され、スイッチング損失
が低減する。

【００１８】ｔ8 時点で第１のトランジスタＱ1 のドレ
イン・ソース間電圧Ｖds1 が実質的にゼロになると、第
１のダイオードＤ1 の逆バイアスが解除され、励磁イン
ダクタンスＬp の電流は補助コンデンサＣ2 から第１の
ダイオードＤ1 に転流し、励磁インダクタンスＬp を有
する１次巻線Ｎ1 と直列共振インダクタンスＬ1 と直列
共振コンデンサＣ1 と第１のダイオードＤ1 と入力整流
平滑回路３の平滑コンデンサの閉回路に電流が流れる。

【００１９】図４の共振型スイッチング電源装置におい
て、もし本発明に従う導線１８及びコンデンサ１７が設
けられていなければ、第１及び第２のトランジスタＱ1
、Ｑ2 の高い繰返し周波数のオン・オフに基づく１次
巻線Ｎ1 の電位変動に応じてコア７の電位も図２で説明
したように変動し、コモンモードノイズが発生する。し
かし、本実施例においては、コア７が高周波コンデンサ
１７を介して導線１８で整流平滑回路３の他方の出力端
子（共通端子）３ｂに接続されているので、コモンモー
ドノイズが図３の点線で示すように抑制される。即ち、
整流平滑回路３の他方の出力端子３ｂは電位安定点とし
て作用し、コア７の電位が高周波領域において安定す
る。なお、高周波数領域ではコンデンサ１７が低インピ
ーダンスになり、コア７は整流平滑回路３の他方の出力
端子３ｂに直接に接続された状態になる。従って、コン
デンサ１７は直流分離として機能し、トランス８の１次
側と２次側との絶縁を確実に達成される。２次巻線Ｎ2
a、Ｎ2bの出力側におけるコモンモードノイズが低減す
ると、ノートパソコン等で使用されるグランドポインタ
やタッチパネル等の静電検知型装置の誤動作が抑制され
る。

【００２０】なお、図４において、コンデンサ１７によ
る接続の代りに、コア７を破線で示すコンデンサ１７ａ
を介して整流平滑回路３の一方の出力端子３ａに接続す
ることができる。また、コア７を破線で示すコンデンサ
１７ｂを介して出力整流平滑回路１２の出力端子に接続
することができる。また、コア７をコンデンサ１７ｃを
介してグランドに接続することができる。この様に接続
してもコア７の電位が安定化し、コモンモードノイズを
抑制することができる。また、１次側と２次側の電気的
絶縁がさほど問題にならない場合には、コンデンサ１
７、 １７ａ、１７ｂ、１７ｃを省いて導線によってコ
ア７を各電位安定点に直接に接続することができる。

【００２１】

【第２の実施例】次に、図７を参照して第２の実施例の
スイッチング電源装置を説明する。図７の入力フィルタ
２は、コモンモードノイズを低減するための第１及び第
２のチョークコイルＬn1、Ｌn2を有する。この第１及び
第２のチョークコイルＬn1、Ｌn2は交流電源ラインに直
列に接続され、共通のコア３１に巻回されている。従っ
て、ノーマルモードの電流が流れた時には磁束の打ち消
し合いが生じ、インダクタンスとして機能しないが、コ
モンモードの電流が流れた時には磁束の打ち消し合いが
生じないので、インダクタンスとして機能し、コモンモ
ード電流を抑制する。コンデンサＣn1、Ｃn2、Ｃn3、Ｃ
n4は一対の電源端子１ａ、１ｂ間に接続されている。コ
ンデンサＣn3、Ｃn4の接続点はグランドに接続されてい
る。

【００２２】入力整流平滑回路３は、４つのダイオード
Ｄa 、Ｄb 、Ｄc 、Ｄd のブリッジ回路と平滑用コンデ
ンサＣf とから成り、入力フィルタ２を介して電源端子
１ａ、１ｂに接続されている。

【００２３】ＤＣ−ＤＣコンバータ４ｂは、フライバッ
ク型コンバータであって、出力トランス３２と、電界効
果トランジスタから成るスイッチ３３と、出力整流平滑
回路１２ａと、制御回路３４とから成る。トランス３２
は１次巻線３５と２次巻線３６と、コア３７とから成
り、コア３７に１次及び２次巻線３５、３６が巻回され
ている。１次巻線３５とスイッチ３３との直列回路は入
力整流平滑回路３の一対の出力端子間３ａ、３ｂに接続
されている。出力整流平滑回路はダイオード３８とコン
デンサ３９とから成り、ダイオード３８は２次巻線３６
の一端と出力端子５ａとの間に直列に接続され、コンデ
ンサ３９は出力端子５ａ、５ｂ間に接続されている。制
御回路３４は出力端子５ａ、５ｂ間の電圧を検出し、こ
れを一定にするようにスイッチ３３の制御端子（ゲー
ト）を制御する周知の回路である。

【００２４】本実施例では入力フィルタ２のチョークコ
イルＬn1、Ｌn2のコア３１がコンデンサ４０を介して導
線４１によって２次側の直流出力端子５ａに接続されて
いる。直流出力端子５ａは電位安定点であるので、コア
３１の電位の安定化が図られ、コモンモードノイズの低
減効果が第１の実施例と同様に生じる。

【００２５】なお、図７で破線で示すように、コンデン
サ４０の代りに、コア３１をコンデンサ４０ａを介して
２次側の出力端子５ｂに接続すること、又はコア３１を
コンデンサ４０ｂを介して１次側の入力整流平滑回路３
の一方の出力端子３ａに接続すること、又はコア３１を
コンデンサ４０ｃを介して入力整流平滑回路３の他方の
出力端子３ｂに接続すること、又はコア３１をコンデン
サ４０ｄを介して接地された交流電源端子１ｂに接続す
ること、又はコア３１をコンデンサ４０ｅを介してグラ
ンド（アース）に接続することができる。また、コンデ
ンサ４０〜４０ｅを省いて各電位安定点にコア３１を導
線で直接に接続することもできる。また、出力トランス
３２のコア３７を図４の第１の実施例と同様に種々の電
位安定点に接続することができる。

【００２６】

【第３の実施例】図８に示す第３の実施例のスイッチン
グ電源装置は、図７のスイッチング電源装置のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ４ｂの一部を変形した他は、図７と同様に
構成したものである。図８のＤＣ−ＤＣコンバータ４ｃ
は、フォワードタイプのコンバータであって、トランス
３２、スイッチ３３、制御回路３４を図７と同様に有
し、出力整流平滑回路１２ｂのみが変形されている。即
ち、出力整流平滑回路１２ｂは図７と同様にダイオード
３８とコンデンサ３９とを有する他に、コア５２に巻回
されたチョークコイル５１とダイオード５３を有する。
チョークコイル５１はダイオード３８と出力端子５ａと
の間に直列に接続されている。ダイオード５３はコンデ
ンサ３９とチョークコイル５１に対して並列に接続され
ている。

【００２７】本発明に従って、図８のチョークコイル５
１のコア５２は、コンデンサ５４を介して導線５５で入
力整流平滑回路３の一方の出力端子３ａに接続されてい
る。入力整流平滑回路３の一方の入力端子３ａは、電位
安定点であるので、コア５２の電位が安定し、コモンモ
ードノイズを抑制することができる。

【００２８】なお、図８においてコンデンサ５４による
接続の代りに、破線で示すように、コア５２をコンデン
サ５４ａを介して入力整流平滑回路３の他方の出力端子
３ｂに接続すること、又はコア５２をコンデンサ５４ｂ
を介して出力端子５ａに接続すること、又はコア５２を
コンデンサ５４ｃを介して出力端子５ｂに接続すること
ができる。この様に接続してもコンデンサ５４の場合と
同様な効果が得られる。また、コンデンサ５４〜５４ｃ
を省いて導線でコア５２を各電位安定点に直接に接続す
ることができる。

【００２９】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図４及び図８の入力フィルタ２に含まれている
チョークコイルのコアを図７と同様に電位安定点に接続
することができる。また、図８の出力トランス３２のコ
アを図４と同様に電位安定点に接続することができる。 （２） 図４において第１のトランジスタＱ1 に並列に
補助コンデンサを接続することができる。 （３） 図４のトランス８の漏洩インダクタンスをコン
デンサＣ1 との直列共振用のインダクタンスとし、直列
共振用インダクタンスＬ1 を省くことができる。勿論、
トランス８の漏洩インダクタンスとインダクタンスＬ1
との合計をＣ1との直列共振用のインダクタンスとする
こともできる。 （４） １次巻線Ｎ1 又は１次巻線Ｎ1 とインダクタン
スＬ1 との直列回路に対して並列にインダクタンスを接
続し、これを励磁インダクタンスＬp と同様に使用する
ことができる。 （５） トランジスタＱ1 、Ｑ2 をバイポーラトランジ
スタとすることができる。 （６） 電流検出器１６を設ける代りにコンデンサＣ1
の両端電圧を検出し、これにより負荷電流を検出するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のスイッチング電源装置を示す回路図であ
る。

【図２】図１のＤＣ−ＤＣコンバータの一部を詳しく示
す図である。

【図３】図２のコモンモードノイズを示す波形図であ
る。

【図４】第１の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。

【図５】図４の制御回路を詳しく示すブロック図であ
る。

【図６】図４の各部の状態を示す波形図である。

【図７】第２の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。

【図８】第３の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。

【符号の説明】

７ コア ８ 出力トランス １７ コア接続用コンデンサ Ｎ1 １次巻線 Ｎ2a、Ｎ2b ２次巻線 Ｃ1 共振用コンデンサ Ｑ1 、Ｑ2 トランジスタ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源に接続された入力整流平滑回路
   と、 前記入力整流平滑回路から得られた直流電圧をオン・オ
   フするための１個又は複数個のスイッチと、 前記スイッチを介して前記入力整流平滑回路に接続され
   且つコアに巻き回されている出力トランスの１次巻線
   と、 前記１次巻線に前記コアを介して電磁結合された２次巻
   線と、 前記２次巻線に接続された出力整流平滑回路と、 前記コアを電位安定点に直接に又はコンデンサを介して
   電気的に接続する手段とから成るスイッチング電源装
   置。
2. 【請求項２】 前記電位安定点は、前記入力整流平滑回
   路の一方又は他方の出力端子、又は前記出力整流平滑回
   路の一方又は他方の出力端子、又は前記交流電源の接地
   されたラインであることを特徴とする請求項１記載のス
   イッチング電源装置。
3. 【請求項３】 交流電源に接続された入力整流平滑回路
   と、 前記入力整流平滑回路の一端と他端との間に接続された
   第１及び第２のスイッチの直列回路と、 コアに巻回された１次巻線と２次巻線とを備えた出力ト
   ランスと、 前記２次巻線に接続された出力整流平滑回路と、 前記第２のスイッチに対して並列に接続された共振用コ
   ンデンサとインダクタンスと前記１次巻線との直列回路
   又は共振用コンデンサと漏洩インダクタンスを有する１
   次巻線との直列共振回路と、 前記第１及び第２のスイッチをデット・タイムを有して
   交互にオン・オフする制御回路と、 前記第１及び第２のスイッチに対して逆並列に接続され
   た第１及び第２のダイオードと、 前記第２のスイッチに対して並列に接続された補助コン
   デンサと、 前記コアを電位安定点に直接に又はコンデンサを介して
   電気的に接続する手段とを備えた共振型スイッチング電
   源装置。
4. 【請求項４】 交流電源にチョークコイルを介して接続
   された入力整流平滑回路と、 前記入力整流平滑回路から得られた直流電圧をオン・オ
   フするための１個又は複数個のスイッチと、 前記スイッチを介して前記入力整流平滑回路に接続され
   且つコアに巻き回されている出力トランスの１次巻線
   と、 前記１次巻線に前記コアを介して電磁結合された２次巻
   線と、 前記２次巻線に接続された出力整流平滑回路と、 前記チョークコイルのコアを電位安定点に直接に又はコ
   ンデンサを介して電気的に接続する手段とを備えたスイ
   ッチング電源装置。
5. 【請求項５】 交流電源に接続された入力整流平滑回路
   と、 前記入力整流平滑回路から得られた直流電圧をオン・オ
   フするための１個又は複数個のスイッチと、 前記スイッチを介して前記入力整流平滑回路に接続され
   且つコアに巻き回されている出力トランスの１次巻線
   と、 前記１次巻線に前記コアを介して電磁結合された２次巻
   線と、 前記２次巻線に接続された出力整流平滑回路と、 を備えたスイッチング電源装置であって、 前記出力整流平滑回路は平滑用チョークコイルを含み、
   前記平滑用チョークコイルのコアが直接に又はコンデン
   サを介して電位安定点に電気的に接続されていることを
   特徴とするスイッチング電源装置。