JPH11346122A - 無線周波信号の振幅及び位相のデジタル制御装置及び、少なくとも一つのこのような装置を備えたプリエンファシスリニアライザ、ならびに無線周波信号の振幅及び位相のデジタル制御方法。 - Google Patents
無線周波信号の振幅及び位相のデジタル制御装置及び、少なくとも一つのこのような装置を備えたプリエンファシスリニアライザ、ならびに無線周波信号の振幅及び位相のデジタル制御方法。Info
- Publication number
- JPH11346122A JPH11346122A JP11000750A JP75099A JPH11346122A JP H11346122 A JPH11346122 A JP H11346122A JP 11000750 A JP11000750 A JP 11000750A JP 75099 A JP75099 A JP 75099A JP H11346122 A JPH11346122 A JP H11346122A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency signal
- radio frequency
- phase
- amplitude
- digital
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/198—A hybrid coupler being used as coupling circuit between stages of an amplifier circuit
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Transmitters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 デジタル回路の利点を利用しながら、アナロ
グ回路と少なくとも同等の精度の無線周波信号の制御装
置及び制御方法を提供する。 【解決手段】 信号の二つの部分に無線周波信号を分配
することができる分配手段（１０）と、分配手段（１
０）に接続され、信号の一部分の振幅の制御を行なうこ
とができる可変デジタル減衰器（１９）を備えた振幅デ
ジタル制御用の第一経路（１４）と、第一経路（１４）
に並列に分配手段（１０）に接続され、信号の他の部分
の位相制御を行なうことができる可変デジタル移相器
（２０）を備えた位相デジタル制御用の第二経路（１
５）と、それぞれの経路（１４、１５）の出力に接続さ
れ、制御された信号の二つの部分を再結合することがで
きる再結合手段（１６）を有するデジタル制御装置によ
って達成される。
グ回路と少なくとも同等の精度の無線周波信号の制御装
置及び制御方法を提供する。 【解決手段】 信号の二つの部分に無線周波信号を分配
することができる分配手段（１０）と、分配手段（１
０）に接続され、信号の一部分の振幅の制御を行なうこ
とができる可変デジタル減衰器（１９）を備えた振幅デ
ジタル制御用の第一経路（１４）と、第一経路（１４）
に並列に分配手段（１０）に接続され、信号の他の部分
の位相制御を行なうことができる可変デジタル移相器
（２０）を備えた位相デジタル制御用の第二経路（１
５）と、それぞれの経路（１４、１５）の出力に接続さ
れ、制御された信号の二つの部分を再結合することがで
きる再結合手段（１６）を有するデジタル制御装置によ
って達成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線周波信号の振
幅及び位相のデジタル制御装置及び、少なくとも一つの
このような装置を備えたプリエンファシスリニアライ
ザ、ならびに無線周波信号の振幅及び位相のデジタル制
御方法に関するものである。
幅及び位相のデジタル制御装置及び、少なくとも一つの
このような装置を備えたプリエンファシスリニアライ
ザ、ならびに無線周波信号の振幅及び位相のデジタル制
御方法に関するものである。
【０００２】本発明は、限定的ではないが、特に、進行
波管（ＴＯＰ）の上流に、またはそれらを線形化するた
めにソリッドステート型増幅器（ＳＳＰＡ−Solid Stat
e Power Amplifier）の上流で使用される高周波型プリ
エンファシスリニアライザに適用される。
波管（ＴＯＰ）の上流に、またはそれらを線形化するた
めにソリッドステート型増幅器（ＳＳＰＡ−Solid Stat
e Power Amplifier）の上流で使用される高周波型プリ
エンファシスリニアライザに適用される。
【０００３】
【従来の技術】増幅器、とりわけパワー増幅器の優れた
電気効率を得るためには、増幅器を飽和に近い状態で作
動させなければならないという当業者によって良く知ら
れている事実から、リニアライザの使用が必要となる。
ところで、この作動点の近くでは、増幅器の線形性は、
増幅器を飽和状態にするのに必要な振幅信号よりも弱い
振幅信号とともに使用される同じ増幅器の線形性よりは
るかに低くなってしまう。
電気効率を得るためには、増幅器を飽和に近い状態で作
動させなければならないという当業者によって良く知ら
れている事実から、リニアライザの使用が必要となる。
ところで、この作動点の近くでは、増幅器の線形性は、
増幅器を飽和状態にするのに必要な振幅信号よりも弱い
振幅信号とともに使用される同じ増幅器の線形性よりは
るかに低くなってしまう。
【０００４】飽和の近くで得られる電気効率を犠牲にす
ることなく、増幅器の線形状態におけるダイナミックレ
ンジを増大させるためには、非線形の補正装置を使用す
る方法が知られている。
ることなく、増幅器の線形状態におけるダイナミックレ
ンジを増大させるためには、非線形の補正装置を使用す
る方法が知られている。
【０００５】超高周波においては、むしろプリエンファ
シスリニアライザが使用される。その原理は、カップラ
を経由して、カップラの増幅の前に信号の一部を抽出
し、次に、補正されるのに有益な信号と同じ非線形特性
を有するが、位相は逆である補正用の非線形信号を得る
ために受動的及び能動的な種々の電子部品によって処理
するというものである。プリエンファシスリニアライザ
は、その非線形が補正されようとしている超高周波パワ
ー増幅器の入力に、増幅される信号とともに補正信号を
印加する。
シスリニアライザが使用される。その原理は、カップラ
を経由して、カップラの増幅の前に信号の一部を抽出
し、次に、補正されるのに有益な信号と同じ非線形特性
を有するが、位相は逆である補正用の非線形信号を得る
ために受動的及び能動的な種々の電子部品によって処理
するというものである。プリエンファシスリニアライザ
は、その非線形が補正されようとしている超高周波パワ
ー増幅器の入力に、増幅される信号とともに補正信号を
印加する。
【０００６】従来、こうしたプリエンファシスリニアラ
イザは、弱い信号で作動する増幅器を備えた線形型と呼
ばれる経路と、線形化されるパワー増幅器と同じ振幅を
もつ非線形ひずみを発生させる増幅器を備えた非線形型
と呼ばれる経路を有する。
イザは、弱い信号で作動する増幅器を備えた線形型と呼
ばれる経路と、線形化されるパワー増幅器と同じ振幅を
もつ非線形ひずみを発生させる増幅器を備えた非線形型
と呼ばれる経路を有する。
【０００７】これらのリニアライザにとっては、これら
の二つの経路内を伝播する信号の位相差及び振幅差の調
整を想定することが必要である。
の二つの経路内を伝播する信号の位相差及び振幅差の調
整を想定することが必要である。
【０００８】リニアライザの良好な作動、すなわち、優
れたプリエンファシスが獲得できるかどうかは、これら
の振幅差及び位相差の非常に細かい制御によって決ま
る。
れたプリエンファシスが獲得できるかどうかは、これら
の振幅差及び位相差の非常に細かい制御によって決ま
る。
【０００９】こうした振幅及び位相の制御は、アナログ
またはデジタル制御回路を用いて行われる。
またはデジタル制御回路を用いて行われる。
【００１０】アナログ制御回路は、位相ではおよそ１度
また振幅ではおよそ０．１ｄＢといった高い精度を得る
ことができる。しかしながら、これらの回路はアナログ
回路の通常の欠点、特に、温度や投入電力レベルや制御
電圧の変化にとりわけ敏感であり、調整及び測定作業を
自動化できないという欠点をもつ。
また振幅ではおよそ０．１ｄＢといった高い精度を得る
ことができる。しかしながら、これらの回路はアナログ
回路の通常の欠点、特に、温度や投入電力レベルや制御
電圧の変化にとりわけ敏感であり、調整及び測定作業を
自動化できないという欠点をもつ。
【００１１】さらに、ほとんどの使用法においては、上
流または下流の回路はデジタル回路であるので、その結
果、結合させるためにアナログ／デジタル変換器を備え
ることが必要となる。
流または下流の回路はデジタル回路であるので、その結
果、結合させるためにアナログ／デジタル変換器を備え
ることが必要となる。
【００１２】デジタル制御回路については、振幅制御の
ための可変デジタル減衰器と直列に接続された位相制御
用の可変デジタル移相器を使用する方法が知られてい
る。このように、プリエンファシスリニアライザの場合
には、移相平面の完全なカバー範囲（３６０°）を実現
するＭビット移相器と、ＡｄＢにおける振幅制御用ダイ
ナミックレンジを有するＮビット減衰器とを結合させる
ことで、位相においては３６０°／２Ｍの、振幅におい
てはＡ／２ＮｄＢの分解能をともなう３６０°位相とＡ
ｄＢ振幅の全面的なカバー範囲を得ることができる。振
幅−位相平面において得られる制御状態の数は、均等に
分配された２Ｍ＋Ｎである。図１は、Ｍ＝Ｎ＝５の場合
におけるこのような分配を示している。
ための可変デジタル減衰器と直列に接続された位相制御
用の可変デジタル移相器を使用する方法が知られてい
る。このように、プリエンファシスリニアライザの場合
には、移相平面の完全なカバー範囲（３６０°）を実現
するＭビット移相器と、ＡｄＢにおける振幅制御用ダイ
ナミックレンジを有するＮビット減衰器とを結合させる
ことで、位相においては３６０°／２Ｍの、振幅におい
てはＡ／２ＮｄＢの分解能をともなう３６０°位相とＡ
ｄＢ振幅の全面的なカバー範囲を得ることができる。振
幅−位相平面において得られる制御状態の数は、均等に
分配された２Ｍ＋Ｎである。図１は、Ｍ＝Ｎ＝５の場合
におけるこのような分配を示している。
【００１３】しかしながら、制御の精度は、到達が可能
な減衰器及び移相器の最も重みの小さいビットの値に直
接関連していることから、限定されている。
な減衰器及び移相器の最も重みの小さいビットの値に直
接関連していることから、限定されている。
【００１４】たとえば、位相平面の完全なカバー範囲
（３６０°）を実現する６ビットの通常のデジタル移相
器の場合には、得ることができる最も細かい精度は、
５．６２５度である。同様に、３２ｄＢにおける振幅制
御のダイナミックレンジを有する６ビットの通常のデジ
タル減衰器の場合には、得ることができる最も細かい精
度は０．５ｄＢである。
（３６０°）を実現する６ビットの通常のデジタル移相
器の場合には、得ることができる最も細かい精度は、
５．６２５度である。同様に、３２ｄＢにおける振幅制
御のダイナミックレンジを有する６ビットの通常のデジ
タル減衰器の場合には、得ることができる最も細かい精
度は０．５ｄＢである。
【００１５】この制御精度を改善するために、最も重み
が小さいビット値を分割することによって使用可能なビ
ット数を増大させる方法を考えることができる。たとえ
ば、８ビット移相器は、６ビット移相器の４倍優れた精
度をもつことができるだろう。しかしながら、特に超高
周波の分野において現在使用可能な技術的手段は、こう
した精度を得るのに十分なビット数を備えたデジタル回
路を再現可能なように作製することができない。
が小さいビット値を分割することによって使用可能なビ
ット数を増大させる方法を考えることができる。たとえ
ば、８ビット移相器は、６ビット移相器の４倍優れた精
度をもつことができるだろう。しかしながら、特に超高
周波の分野において現在使用可能な技術的手段は、こう
した精度を得るのに十分なビット数を備えたデジタル回
路を再現可能なように作製することができない。
【００１６】さらに、このような回路の特定の作製の場
合には、コストが途方もなく高くなる。
合には、コストが途方もなく高くなる。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】したがって、本発明は
上述の欠点を解消することを目的とする。
上述の欠点を解消することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明は、特に次のよう
なデジタル回路の利点を利用しながら、アナログ回路と
少なくとも同等の精度を提供することができる無線周波
信号の制御装置及び制御方法を対象とする。
なデジタル回路の利点を利用しながら、アナログ回路と
少なくとも同等の精度を提供することができる無線周波
信号の制御装置及び制御方法を対象とする。
【００１９】−温度における安定性が高い。
【００２０】−広範囲の周波数において作動する。
【００２１】−たとえば、老朽化または電磁擾乱に起因
する制御電圧の望ましくない変化にほとんど影響を受け
ない。
する制御電圧の望ましくない変化にほとんど影響を受け
ない。
【００２２】−調整及び測定作業が簡単に自動化でき
る。
る。
【００２３】このため、第一の態様によれば、本発明
は、以下を有する無線周波信号の振幅及び位相のデジタ
ル制御装置を提案する。
は、以下を有する無線周波信号の振幅及び位相のデジタ
ル制御装置を提案する。
【００２４】−一つの入力と二つの出力を有し、無線周
波信号の第一部分と第二部分に無線周波信号を分配する
ことができる分配手段。
波信号の第一部分と第二部分に無線周波信号を分配する
ことができる分配手段。
【００２５】−分配手段の一方の出力に接続され、無線
周波信号の第一部分の振幅を制御することができる可変
デジタル減衰器を備えた振幅のデジタル制御用第一経
路。
周波信号の第一部分の振幅を制御することができる可変
デジタル減衰器を備えた振幅のデジタル制御用第一経
路。
【００２６】−第一のデジタル制御経路と並列に分配手
段の他方の出力に接続され、無線周波信号の第二部分の
位相を制御することができる可変デジタル移相器を備え
た位相のデジタル制御用の第二経路。
段の他方の出力に接続され、無線周波信号の第二部分の
位相を制御することができる可変デジタル移相器を備え
た位相のデジタル制御用の第二経路。
【００２７】−二つのデジタル制御用経路の出力に接続
される二つの入力と一つの出力とを有し、制御された信
号のこれら二つの部分を再結合することができる再結合
手段。
される二つの入力と一つの出力とを有し、制御された信
号のこれら二つの部分を再結合することができる再結合
手段。
【００２８】デジタル制御経路の双方を通る信号の二つ
の部分のそれぞれが協力することによって、従来の技術
による直列配置と同じ状態数を保持しながらも位相及び
振幅においてはるかに小さいカバー範囲を得ることがで
きる。このようにして、市販されているデジタル回路に
手を加える必要なく、位相においてはおよそ２度、振幅
においてはおよそ０．２５ｄＢのよりすぐれた精度が得
られる。
の部分のそれぞれが協力することによって、従来の技術
による直列配置と同じ状態数を保持しながらも位相及び
振幅においてはるかに小さいカバー範囲を得ることがで
きる。このようにして、市販されているデジタル回路に
手を加える必要なく、位相においてはおよそ２度、振幅
においてはおよそ０．２５ｄＢのよりすぐれた精度が得
られる。
【００２９】さらに、このような装置によってもたらさ
れる総合的挿入損失は、従来の技術の装置で得られる損
失より小さい。
れる総合的挿入損失は、従来の技術の装置で得られる損
失より小さい。
【００３０】一実施形態によれば、デジタル制御装置は
さらに、たとえば、可変デジタル減衰器と可変デジタル
移相器とのそれぞれの挿入損失間の偏差を調整するため
に、デジタル制御経路の少なくとも一つに直列に取付け
られた固定減衰器のような減衰手段を備える。
さらに、たとえば、可変デジタル減衰器と可変デジタル
移相器とのそれぞれの挿入損失間の偏差を調整するため
に、デジタル制御経路の少なくとも一つに直列に取付け
られた固定減衰器のような減衰手段を備える。
【００３１】第二の態様によれば、本発明は以下を有す
るプリエンファシスリニアライザを提案する。
るプリエンファシスリニアライザを提案する。
【００３２】−一方で入力において入力カップラに、も
う一方で出力において出力カップラに並列に接続された
線形経路及び非線形経路。
う一方で出力において出力カップラに並列に接続された
線形経路及び非線形経路。
【００３３】−リニアライザの経路のいずれか一つに直
列に取付けられた本発明による少なくとも一つのデジタ
ル制御装置。
列に取付けられた本発明による少なくとも一つのデジタ
ル制御装置。
【００３４】本発明による制御装置の使用は、デジタル
回路の利点を利用しながらも、リニアライザの良好な作
動を保証するために、線形及び非線形経路の利得及び位
相を非常に厳密に制御することができる。
回路の利点を利用しながらも、リニアライザの良好な作
動を保証するために、線形及び非線形経路の利得及び位
相を非常に厳密に制御することができる。
【００３５】第三の態様によれば、本発明は、以下の段
階を有する無線周波信号の振幅及び位相のデジタル制御
方法を提案する。
階を有する無線周波信号の振幅及び位相のデジタル制御
方法を提案する。
【００３６】ａ）無線周波信号の第一部分及び第二部分
に無線周波信号を分配する段階。
に無線周波信号を分配する段階。
【００３７】ｂ）無線周波信号の第一部分または第二部
分の振幅をデジタル制御する段階。
分の振幅をデジタル制御する段階。
【００３８】ｃ）無線周波信号の第二部分または第一部
分の位相をデジタル制御する段階。
分の位相をデジタル制御する段階。
【００３９】ｄ）位相及び振幅が制御された無線周波信
号を形成するために制御された無線周波信号の二つの部
分を再結合する段階。
号を形成するために制御された無線周波信号の二つの部
分を再結合する段階。
【００４０】他の特性によれば、段階ｂ）及びｃ）は同
時に行われる。
時に行われる。
【００４１】さらに、無線周波信号は、信号の等しい二
つの部分に分配することができる。添付の図面を参照し
て、限定的なものとしてではなく、以下に実施形態を説
明することによって、本発明の他の特性が明らかになる
だろう。
つの部分に分配することができる。添付の図面を参照し
て、限定的なものとしてではなく、以下に実施形態を説
明することによって、本発明の他の特性が明らかになる
だろう。
【００４２】
【発明の実施の形態】以下に説明する制御装置は、超高
周波信号への適用の範囲の中で使用される。しかしなが
ら、本発明はこの周波数領域に限定されるものではな
く、一般にあらゆる無線周波信号に適用することができ
る。
周波信号への適用の範囲の中で使用される。しかしなが
ら、本発明はこの周波数領域に限定されるものではな
く、一般にあらゆる無線周波信号に適用することができ
る。
【００４３】図２に示された制御装置１は、たとえば一
つの入力１１と二つの出力１２及び１３を有するハイブ
リッドカップラのような分配器１０と、二つのデジタル
制御経路１４及び１５と、二つの入力１７及び１８と一
つの出力１９を有するハイブリッドカップラのような再
結合器１６とを備えている。
つの入力１１と二つの出力１２及び１３を有するハイブ
リッドカップラのような分配器１０と、二つのデジタル
制御経路１４及び１５と、二つの入力１７及び１８と一
つの出力１９を有するハイブリッドカップラのような再
結合器１６とを備えている。
【００４４】二つの制御経路１４及び１５は、それぞ
れ、分配器１０の出力１２及び１３と、再結合器１６の
入力１７及び１８との間で並列に接続される。第一経路
１４は、振幅の制御経路である。この経路は、ＡｄＢの
振幅制御のダイナミックレンジを有し、ｎｄＢの挿入損
失を有するＮビットの可変デジタル減衰器１９を備え
る。第二経路１５は位相制御経路である。この経路は、
位相平面の完全なカバー範囲、すなわち３６０°のカバ
ー範囲を実現し、ｍｄＢの挿入損失を有するＭビットの
可変デジタル移相器２０を備える。一般に、ｍはｎより
大きい。
れ、分配器１０の出力１２及び１３と、再結合器１６の
入力１７及び１８との間で並列に接続される。第一経路
１４は、振幅の制御経路である。この経路は、ＡｄＢの
振幅制御のダイナミックレンジを有し、ｎｄＢの挿入損
失を有するＮビットの可変デジタル減衰器１９を備え
る。第二経路１５は位相制御経路である。この経路は、
位相平面の完全なカバー範囲、すなわち３６０°のカバ
ー範囲を実現し、ｍｄＢの挿入損失を有するＭビットの
可変デジタル移相器２０を備える。一般に、ｍはｎより
大きい。
【００４５】分配器１０は、その入力１１によって、制
御すべき信号を受取り、それを信号の二つの部分に分配
する。ここで説明される実施形態においては、信号のこ
れら二つの部分は等しい。もちろん、これらの部分が異
なることも可能である。信号の第一部分は、振幅制御経
路１４に伝送され、制御され、信号の第二部分は、位相
制御経路１５に伝送され、制御される。それぞれ振幅及
び位相が制御された信号の二つの部分は、ベクトル総和
を行なう再結合器１６中で再び組み合わされる。
御すべき信号を受取り、それを信号の二つの部分に分配
する。ここで説明される実施形態においては、信号のこ
れら二つの部分は等しい。もちろん、これらの部分が異
なることも可能である。信号の第一部分は、振幅制御経
路１４に伝送され、制御され、信号の第二部分は、位相
制御経路１５に伝送され、制御される。それぞれ振幅及
び位相が制御された信号の二つの部分は、ベクトル総和
を行なう再結合器１６中で再び組み合わされる。
【００４６】デジタル回路が変更されないことから、制
御状態の数は、従来の技術に対して不変のままである
が、これらの制御状態は、信号の唯一つの部分における
位相と振幅の制御という点から、より小さい全面的カバ
ー範囲において分配される。したがって、この小さい全
面的カバー範囲においては精度はより良くなる。Ｍ＝Ｎ
＝５、ｎ＝−５ｄＢ及びｍ＝−８ｄＢについてシミュレ
ーションによって得られる分配例が図３に示されてい
る。
御状態の数は、従来の技術に対して不変のままである
が、これらの制御状態は、信号の唯一つの部分における
位相と振幅の制御という点から、より小さい全面的カバ
ー範囲において分配される。したがって、この小さい全
面的カバー範囲においては精度はより良くなる。Ｍ＝Ｎ
＝５、ｎ＝−５ｄＢ及びｍ＝−８ｄＢについてシミュレ
ーションによって得られる分配例が図３に示されてい
る。
【００４７】以下の説明において、本発明に関する適用
法について、数度及び数ｄＢのスケールで制御が行われ
ることから、こうした位相及び振幅制御の全面的カバー
範囲の減少は限定的なものではない。
法について、数度及び数ｄＢのスケールで制御が行われ
ることから、こうした位相及び振幅制御の全面的カバー
範囲の減少は限定的なものではない。
【００４８】全面的カバー範囲は、二つの制御経路の挿
入損失の偏差を変更することによって、振幅において変
更することもできる。
入損失の偏差を変更することによって、振幅において変
更することもできる。
【００４９】このため、本発明の実施形態においては、
制御装置１はさらに、制御経路のいずれか一つに直列に
接続され、二つの経路間の挿入損失の偏差を調整するた
めの固定減衰器２１を備える。
制御装置１はさらに、制御経路のいずれか一つに直列に
接続され、二つの経路間の挿入損失の偏差を調整するた
めの固定減衰器２１を備える。
【００５０】図２に示されているような、本発明の好ま
しい実施形態によれば、固定減衰器２１は、移相器２０
の上流に直列となるように、位相制御経路１５上に接続
される。それぞれ、位相制御経路１５と振幅制御経路１
４に取付けられた−３ｄＢの固定減衰器について、シミ
ュレーションによって得られる制御状態の分配例が、図
４及び図５に示されている。
しい実施形態によれば、固定減衰器２１は、移相器２０
の上流に直列となるように、位相制御経路１５上に接続
される。それぞれ、位相制御経路１５と振幅制御経路１
４に取付けられた−３ｄＢの固定減衰器について、シミ
ュレーションによって得られる制御状態の分配例が、図
４及び図５に示されている。
【００５１】本発明による制御装置１は、振幅及び位相
の制御精度が改良されるプリエンファシスリニアライザ
の一部を成すためのものである。
の制御精度が改良されるプリエンファシスリニアライザ
の一部を成すためのものである。
【００５２】このため、本発明はさらに、前述のタイプ
の少なくとも一つの制御装置を有するリニアライザを提
案する。
の少なくとも一つの制御装置を有するリニアライザを提
案する。
【００５３】図６及び図７のプリエンファシスリニアラ
イザ２は、印加される信号の振幅及び位相のひずみを同
時に保証するためのパワー増幅器（ここには図示されて
いない）の上流に直接置かれるためのものであり、これ
らのひずみは、パワー増幅器によって発生するひずみを
補償するために、それらのひずみと相補的な関係にあ
る。
イザ２は、印加される信号の振幅及び位相のひずみを同
時に保証するためのパワー増幅器（ここには図示されて
いない）の上流に直接置かれるためのものであり、これ
らのひずみは、パワー増幅器によって発生するひずみを
補償するために、それらのひずみと相補的な関係にあ
る。
【００５４】ここに図示されている例においては、プリ
エンファシスリニアライザは、それぞれの末端に適応し
た負荷２４及び２５が設けられた二つのハイブリッドカ
ップラ２２及び２３と、非線形経路２６及び線形経路２
７と呼ばれる二つの伝送線２６及び２７を備える。
エンファシスリニアライザは、それぞれの末端に適応し
た負荷２４及び２５が設けられた二つのハイブリッドカ
ップラ２２及び２３と、非線形経路２６及び線形経路２
７と呼ばれる二つの伝送線２６及び２７を備える。
【００５５】増幅される信号はリニアライザの入力Ｅに
存在し、ここからカップラ２２の入力に信号が印加され
る。こうして、信号は二つの部分に分割され、それぞれ
の部分が二つの伝送線２６及び２７の入力に印加され
る。従来、カップラ２２は、二つの伝送線に向けて、出
力に印加される二つの信号間の位相差を導き入れる。こ
のカップラ２２は、たとえば、９０°の位相差を導き入
れる１０ｄＢのハイブリッドカップラとすることができ
る。
存在し、ここからカップラ２２の入力に信号が印加され
る。こうして、信号は二つの部分に分割され、それぞれ
の部分が二つの伝送線２６及び２７の入力に印加され
る。従来、カップラ２２は、二つの伝送線に向けて、出
力に印加される二つの信号間の位相差を導き入れる。こ
のカップラ２２は、たとえば、９０°の位相差を導き入
れる１０ｄＢのハイブリッドカップラとすることができ
る。
【００５６】非線形経路２６は、線形化されるパワー増
幅器と同じ性質の振幅の非線形ひずみを発生させる増幅
器２８を備え、線形経路２７は、弱信号で作動する増幅
器２９を備える。
幅器と同じ性質の振幅の非線形ひずみを発生させる増幅
器２８を備え、線形経路２７は、弱信号で作動する増幅
器２９を備える。
【００５７】本発明によれば、リニアライザ２はさら
に、リニアライザの経路２６または２７のいずれか一つ
に、好ましくは、図６に示されているように非線形経路
２６に取付けられた制御装置１を備える。この実施形態
において、制御装置１は、増幅器２８の下流に直列に接
続される。
に、リニアライザの経路２６または２７のいずれか一つ
に、好ましくは、図６に示されているように非線形経路
２６に取付けられた制御装置１を備える。この実施形態
において、制御装置１は、増幅器２８の下流に直列に接
続される。
【００５８】次に、二つの経路における信号はカップラ
２３によって加算される。プリエンファシスによる補正
信号は、カップラ２３の出力Ｓにおいて、超高周波パワ
ー増幅器（ここには図示されていない）に印加される。
従来、カップラ２３は、二つの伝送線２６及び２７によ
ってその入力に印加される二つの信号間に、それらの信
号を総和する前に位相差を導き入れる。このカップラ２
３は、たとえば、９０°の位相差を導き入れる３ｄＢの
ハイブリッドカップラとすることができる。
２３によって加算される。プリエンファシスによる補正
信号は、カップラ２３の出力Ｓにおいて、超高周波パワ
ー増幅器（ここには図示されていない）に印加される。
従来、カップラ２３は、二つの伝送線２６及び２７によ
ってその入力に印加される二つの信号間に、それらの信
号を総和する前に位相差を導き入れる。このカップラ２
３は、たとえば、９０°の位相差を導き入れる３ｄＢの
ハイブリッドカップラとすることができる。
【００５９】実施形態によれば、リニアライザが非常に
広範な周波数帯で作動することができるために、リニア
ライザの伝達機能が周波数とはほぼ無関係となるよう
に、二つの経路が電気的に同じ長さを持つように規定す
ることが好ましい。
広範な周波数帯で作動することができるために、リニア
ライザの伝達機能が周波数とはほぼ無関係となるよう
に、二つの経路が電気的に同じ長さを持つように規定す
ることが好ましい。
【００６０】このため、第一の実施形態によれば、リニ
アライザ２は、二つの経路２６及び２７の群時間のバラ
ンスをとるために、増幅器２９の上流に直列になるよう
に線形経路２７上に接続された、図７に示されているよ
うな第二の制御装置１を備える。
アライザ２は、二つの経路２６及び２７の群時間のバラ
ンスをとるために、増幅器２９の上流に直列になるよう
に線形経路２７上に接続された、図７に示されているよ
うな第二の制御装置１を備える。
【００６１】もちろん、リニアライザの経路の各々にお
いて異なる制御を行なう、あるいはまた経路のいずれか
一方だけで制御を行なうと想定することもできる。後者
の場合には、他の経路の制御装置は、二つの経路の群時
間のバランスをとるためにだけ存在し、非能動的であ
る、すなわち、前記経路を通る信号の部分のいかなる制
御も行わない。
いて異なる制御を行なう、あるいはまた経路のいずれか
一方だけで制御を行なうと想定することもできる。後者
の場合には、他の経路の制御装置は、二つの経路の群時
間のバランスをとるためにだけ存在し、非能動的であ
る、すなわち、前記経路を通る信号の部分のいかなる制
御も行わない。
【００６２】図６に示された他の実施形態によれば、第
二の制御装置は、遅延線３０に置き換えられる。
二の制御装置は、遅延線３０に置き換えられる。
【００６３】したがって、図６及び図７を用いて上述し
たリニアライザは、二つの経路間で１８０°の所与の位
相差を有し、この所与の位相差は、もっぱら二つのカッ
プラ２２及び２３によって導き入れられる位相差の結果
生じるものである。
たリニアライザは、二つの経路間で１８０°の所与の位
相差を有し、この所与の位相差は、もっぱら二つのカッ
プラ２２及び２３によって導き入れられる位相差の結果
生じるものである。
【００６４】ところで、当業者に知られているように、
超高周波パワー増幅器のような進行波管に対応する総合
伝達機能を得ることができるリニアライザの線形経路及
び非線形経路上の信号の相対位相差Δψは、およそ３ｄ
Ｂの二つの経路上の振幅差をともない、およそΔψ＝−
１７０°である。ソリッドステート型高周波パワー増幅
器については、反対に二つの経路上の信号の相対位相差
はおよそΔψ＝＋１７０°となる。
超高周波パワー増幅器のような進行波管に対応する総合
伝達機能を得ることができるリニアライザの線形経路及
び非線形経路上の信号の相対位相差Δψは、およそ３ｄ
Ｂの二つの経路上の振幅差をともない、およそΔψ＝−
１７０°である。ソリッドステート型高周波パワー増幅
器については、反対に二つの経路上の信号の相対位相差
はおよそΔψ＝＋１７０°となる。
【００６５】結果的に、この実施形態では、二つの経路
は、必然的に、Δψ＝±１７０°、ΔＶ＝３ｄＢによっ
て規定される最適点に非常に近く調整される。したがっ
て、線形及び非線形の二つの経路中を伝播する信号の位
相差または振幅差の実施されなければならない最終調整
は、数度及び数ｄＢのスケールで制御装置１によって行
われなければならない。
は、必然的に、Δψ＝±１７０°、ΔＶ＝３ｄＢによっ
て規定される最適点に非常に近く調整される。したがっ
て、線形及び非線形の二つの経路中を伝播する信号の位
相差または振幅差の実施されなければならない最終調整
は、数度及び数ｄＢのスケールで制御装置１によって行
われなければならない。
【００６６】したがって、本発明による制御装置を用い
て得られる制御の全面的カバー範囲は、小さいとはい
え、完全に適応している。
て得られる制御の全面的カバー範囲は、小さいとはい
え、完全に適応している。
【００６７】本発明による制御装置及びリニアライザを
構成する回路は、当業者の通常の技術、とりわけＭＭＩ
ＣまたはＭＩＣテクノロジーによって作製することがで
きる。回路はまとめてまたは個別に作製することがで
き、次にマイクロテープ回路またはハイブリッド技術に
よって接続することができる。
構成する回路は、当業者の通常の技術、とりわけＭＭＩ
ＣまたはＭＩＣテクノロジーによって作製することがで
きる。回路はまとめてまたは個別に作製することがで
き、次にマイクロテープ回路またはハイブリッド技術に
よって接続することができる。
【００６８】最後に、本発明は、上述したような制御装
置を用いて実施される無線周波信号の振幅及び位相のデ
ジタル制御方法に関するものである。上述したように、
この方法は以下の段階を有する。
置を用いて実施される無線周波信号の振幅及び位相のデ
ジタル制御方法に関するものである。上述したように、
この方法は以下の段階を有する。
【００６９】ａ）信号の第一部分及び第二部分に無線周
波信号を分配する段階 ｂ）信号の第一部分または第二部分の振幅をデジタル制
御する段階 ｃ）信号の第二部分または第一部分の位相をデジタル制
御する段階 ｄ）位相及び振幅が制御された無線周波信号を形成する
ために制御された信号の二つの部分を再結合する段階 上述の実施形態によれば、無線周波信号は、信号の等し
い二つの部分に分配され、段階ｂ）及びｃ）が同時に行
われる。
波信号を分配する段階 ｂ）信号の第一部分または第二部分の振幅をデジタル制
御する段階 ｃ）信号の第二部分または第一部分の位相をデジタル制
御する段階 ｄ）位相及び振幅が制御された無線周波信号を形成する
ために制御された信号の二つの部分を再結合する段階 上述の実施形態によれば、無線周波信号は、信号の等し
い二つの部分に分配され、段階ｂ）及びｃ）が同時に行
われる。
【００７０】同じように、段階ｂ）及びｃ）の最中に生
じる挿入損失のバランスをとる段階が設けられる。
じる挿入損失のバランスをとる段階が設けられる。
【００７１】さらに、段階ｄ）は制御された信号の二つ
の部分をベクトル加算する。
の部分をベクトル加算する。
【００７２】もちろん、本発明は、上述の例に限定され
るものではないが、たとえば走査型能動アンテナの制御
による他の実施形態、あるいはまた同じ結果を得るよう
に同じ機能を果たすため、上述の手段と同等の一つまた
は複数の手段を利用するあらゆる実施形態に適用するこ
とができる。
るものではないが、たとえば走査型能動アンテナの制御
による他の実施形態、あるいはまた同じ結果を得るよう
に同じ機能を果たすため、上述の手段と同等の一つまた
は複数の手段を利用するあらゆる実施形態に適用するこ
とができる。
【００７３】より一般的には、本発明は位相／振幅の伝
達機能の厳密なデジタル制御を必要とするあらゆる適用
に関するものである。
達機能の厳密なデジタル制御を必要とするあらゆる適用
に関するものである。
【図１】従来の技術の直列配置によって得られる制御状
態の数の分配を位相−振幅平面において表わした図であ
る。
態の数の分配を位相−振幅平面において表わした図であ
る。
【図２】本発明による制御装置のブロック図である。
【図３】固定減衰器をもたず、本発明による制御装置の
シミュレーションによって得られる制御状態の数の分配
を位相−振幅平面において表わした図である。
シミュレーションによって得られる制御状態の数の分配
を位相−振幅平面において表わした図である。
【図４】第二経路に取付けられた−３ｄＢの固定減衰器
とともに、本発明による制御装置のシミュレーションに
よって得られる制御状態の数の分配を位相−振幅平面に
おいて表わした図である。
とともに、本発明による制御装置のシミュレーションに
よって得られる制御状態の数の分配を位相−振幅平面に
おいて表わした図である。
【図５】第一の経路に取付けられた＋３ｄＢの固定減衰
器とともに、本発明による制御装置のシミュレーション
によって得られる制御状態の数の分配を位相−振幅平面
において表わした図である。
器とともに、本発明による制御装置のシミュレーション
によって得られる制御状態の数の分配を位相−振幅平面
において表わした図である。
【図６】本発明によるリニアライザの第一の実施形態の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図７】本発明によるリニアライザの第二の実施形態の
ブロック図である。
ブロック図である。
１ 制御装置 ２ プリエンファシスリニアライザ １０ 分配器 １１、１７、１８ 入力 １２、１３ 出力 １４ 振幅デジタル制御経路 １５ 位相デジタル制御経路 １６ 再結合器 １９ 可変デジタル減衰器 ２０ 可変デジタル移相器 ２１ 固定減衰器 ２２ 入力カップラ ２３ 出力カップラ ２４、２５ 負荷 ２６ 非線形経路 ２７ 線形経路 ２８、２９ 増幅器 ３０ 遅延線
Claims (14)
- 【請求項１】 可変デジタル減衰器と可変デジタル移相
器とを備えた無線周波信号の振幅及び位相のデジタル制
御装置であって、さらに一つの入力（１１）と二つの出
力（１２、１３）を有し、無線周波信号の第一部分と第
二部分に無線周波信号を分配することができる分配手段
（１０）と、 分配手段（１０）の一方の出力（１２）に接続され、無
線周波信号の第一部分の振幅を制御することができる可
変デジタル減衰器（１９）を備えた振幅のデジタル制御
用第一経路（１４）と、 デジタル制御用第一経路（１４）と並列に分配手段（１
０）の他方の出力（１３）に接続され、無線周波信号の
第二部分の位相を制御することができる可変デジタル移
相器（２０）を備えた位相のデジタル制御用第二経路
（１５）と、 それぞれデジタル制御用の二つの経路（１４、１５）の
出力に接続された二つの入力（１７、１８）及び一つの
出力（１９）を有し、制御された無線周波信号の二つの
部分を再結合することができる再結合手段（１６）とを
備えることを特徴とするデジタル制御装置。 - 【請求項２】 分配手段が、無線周波信号を無線周波信
号の等しい二つの部分に分割することができる分配器
（１０）を備えることを特徴とする請求項１に記載のデ
ジタル制御装置。 - 【請求項３】 さらに、デジタル制御用経路（１４、１
５）の少なくともいずれか一方に直列に接続され、可変
デジタル減衰器（１９）と可変デジタル移相器（２０）
のそれぞれの挿入損失間の偏差を調整するための減衰手
段（２１）を備えることを特徴とする請求項１または２
に記載のデジタル制御装置。 - 【請求項４】 減衰手段（２１）が、可変デジタル移相
器（２０）の上流で、デジタル制御用第一経路（１４）
上に取付けられることを特徴とする請求項３に記載のデ
ジタル制御装置。 - 【請求項５】 減衰手段が固定減衰器（２１）を備える
ことを特徴とする請求項３または４に記載のデジタル制
御装置。 - 【請求項６】 一方では入力カップラ（２２）の入力
に、他方では出力カップラ（２３）の出力に並列に接続
された線形経路（２７）と非線形経路（２６）とを有す
るプリエンファシスリニアライザであって、プリエンフ
ァシスリニアライザの経路（２６または２７）のいずれ
か一方上に直列に取付けられた請求項１から６のいずれ
か一項に記載の少なとも一つのデジタル制御装置（１）
を備えることを特徴とするプリエンファシスリニアライ
ザ。 - 【請求項７】 デジタル制御装置（１）が非線形経路
（２６）上に取付けられることを特徴とする請求項６に
記載のプリエンファシスリニアライザ。 - 【請求項８】 さらに、他方の経路上に直列に取付けら
れた遅延線（３０）を備えることを特徴とする請求項６
または７に記載のプリエンファシスリニアライザ。 - 【請求項９】 プリエンファシスリニアライザの各経路
上にそれぞれ直列に取付けられた請求項１から６のいず
れか一項に記載の二つのデジタル制御装置（１）を備
え、装置のいずれか一つが、プリエンファシスリニアラ
イザの二つの経路の群時間のバランスをとるためのもの
であることを特徴とする請求項６に記載のプリエンファ
シスリニアライザ。 - 【請求項１０】 無線周波信号の振幅及び位相のデジタ
ル制御方法であって、 ａ）無線周波信号の第一部分及び第二部分に無線周波信
号を分配する段階と、 ｂ）無線周波信号の第一部分または第二部分の振幅をデ
ジタル制御する段階と、 ｃ）無線周波信号の第二部分または第一部分の位相をデ
ジタル制御する段階と、 ｄ）位相及び振幅が制御された無線周波信号を形成する
ために制御された無線周波信号の二つの部分を再結合す
る段階とを有することを特徴とするデジタル制御方法。 - 【請求項１１】 無線周波信号が、無線周波信号の等し
い二つの部分に分配されることを特徴とする請求項１０
に記載の方法。 - 【請求項１２】 段階ｂ）及びｃ）が同時に行われるこ
とを特徴とする請求項１０または１１に記載の方法。 - 【請求項１３】 さらに、段階ｂ）及びｃ）の最中に生
じる挿入損失のバランスをとるための段階を有すること
を特徴とする請求項１０から１２のいずれか一項に記載
の方法。 - 【請求項１４】 無線周波信号が超高周波信号であるこ
とを特徴とする請求項１０から１３のいずれか一項に記
載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9800032 | 1998-01-06 | ||
| FR9800032A FR2773422B1 (fr) | 1998-01-06 | 1998-01-06 | Dispositif de controle en amplitude et en phase d'un signal radiofrequence |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11346122A true JPH11346122A (ja) | 1999-12-14 |
Family
ID=9521532
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11000750A Pending JPH11346122A (ja) | 1998-01-06 | 1999-01-05 | 無線周波信号の振幅及び位相のデジタル制御装置及び、少なくとも一つのこのような装置を備えたプリエンファシスリニアライザ、ならびに無線周波信号の振幅及び位相のデジタル制御方法。 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6172562B1 (ja) |
| EP (1) | EP0929147B1 (ja) |
| JP (1) | JPH11346122A (ja) |
| CA (1) | CA2256165A1 (ja) |
| DE (1) | DE69841685D1 (ja) |
| ES (1) | ES2346492T3 (ja) |
| FR (1) | FR2773422B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100779435B1 (ko) | 2005-07-28 | 2007-11-26 | 엔이씨 일렉트로닉스 가부시키가이샤 | 프리엠퍼시스 회로 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE519220C2 (sv) * | 2001-06-14 | 2003-02-04 | Ericsson Telefon Ab L M | Predistortion med förbikopplingssignal |
| KR100801578B1 (ko) * | 2006-12-07 | 2008-02-11 | 한국전자통신연구원 | 전력증폭기의 혼변조 신호발생기 및 이를 구비한 전치왜곡선형화 장치 |
| CN117172163B (zh) * | 2023-08-15 | 2024-04-12 | 重庆西南集成电路设计有限责任公司 | 幅相控制电路的幅相二维优化方法、系统、介质及电子设备 |
Citations (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5528249B2 (ja) * | 1976-10-04 | 1980-07-26 | ||
| JPS5910094B2 (ja) * | 1978-04-12 | 1984-03-07 | 日本電気株式会社 | 振幅等化装置 |
| JPS61179606A (ja) * | 1985-02-05 | 1986-08-12 | Nec Corp | 非線形補償回路 |
| JPH01295510A (ja) * | 1988-05-23 | 1989-11-29 | Nec Corp | 非線形補償回路 |
| JPH03187601A (ja) * | 1989-11-22 | 1991-08-15 | General Electric Co <Ge> | 抵抗性結合器および分圧器を有する先行歪ませ等化器 |
| JPH04267612A (ja) * | 1990-11-02 | 1992-09-24 | General Electric Co <Ge> | 並列増幅システム及び信号増幅方法 |
| JPH077333A (ja) * | 1993-06-15 | 1995-01-10 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 歪補償回路 |
| JPH0837427A (ja) * | 1994-07-25 | 1996-02-06 | Nec Corp | 非線形特性発生回路 |
| JPH0854375A (ja) * | 1994-08-11 | 1996-02-27 | Kaisei Enjinia Kk | 電磁誘導型検査装置 |
| JPH09106485A (ja) * | 1995-07-25 | 1997-04-22 | Actron Entwicklungs Ag | 電気共振構造物を遠隔検出する方法、そのための受信機及びシステム |
| JP2716130B2 (ja) * | 1987-10-20 | 1998-02-18 | 日本電気株式会社 | 乗算器 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS522253A (en) * | 1975-06-24 | 1977-01-08 | Kokusai Denshin Denwa Co Ltd <Kdd> | Non-linearity compensation cicuit for high frequency amplifier |
| US5258722A (en) * | 1991-12-13 | 1993-11-02 | General Instrument Corporation, Jerrold Comminications | Amplifier circuit with distortion cancellation |
| US5304944A (en) * | 1992-10-09 | 1994-04-19 | Hughes Aircraft Company | High frequency linearizer |
| IT1265271B1 (it) * | 1993-12-14 | 1996-10-31 | Alcatel Italia | Sistema di predistorsione in banda base per la linearizzazione adattativa di amplificatori di potenza |
| JP2746107B2 (ja) * | 1994-03-31 | 1998-04-28 | 日本電気株式会社 | フィードフォワード増幅器 |
| FR2719954B1 (fr) * | 1994-05-11 | 1996-06-21 | Alcatel Espace | Linéarisateur à prédistorsion large bande et auto compensé en température pour amplificateur hyperfréquence. |
| US5703531A (en) * | 1995-06-07 | 1997-12-30 | Hughes Aicraft Company | Predistortion linearizer and method employing uniplanar Magic T hybrids |
-
1998
- 1998-01-06 FR FR9800032A patent/FR2773422B1/fr not_active Expired - Fee Related
- 1998-12-30 ES ES98403329T patent/ES2346492T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1998-12-30 EP EP98403329A patent/EP0929147B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1998-12-30 DE DE69841685T patent/DE69841685D1/de not_active Expired - Lifetime
-
1999
- 1999-01-04 CA CA002256165A patent/CA2256165A1/fr not_active Abandoned
- 1999-01-05 JP JP11000750A patent/JPH11346122A/ja active Pending
- 1999-01-06 US US09/225,508 patent/US6172562B1/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5528249B2 (ja) * | 1976-10-04 | 1980-07-26 | ||
| JPS5910094B2 (ja) * | 1978-04-12 | 1984-03-07 | 日本電気株式会社 | 振幅等化装置 |
| JPS61179606A (ja) * | 1985-02-05 | 1986-08-12 | Nec Corp | 非線形補償回路 |
| JP2716130B2 (ja) * | 1987-10-20 | 1998-02-18 | 日本電気株式会社 | 乗算器 |
| JPH01295510A (ja) * | 1988-05-23 | 1989-11-29 | Nec Corp | 非線形補償回路 |
| JPH03187601A (ja) * | 1989-11-22 | 1991-08-15 | General Electric Co <Ge> | 抵抗性結合器および分圧器を有する先行歪ませ等化器 |
| JPH04267612A (ja) * | 1990-11-02 | 1992-09-24 | General Electric Co <Ge> | 並列増幅システム及び信号増幅方法 |
| JPH077333A (ja) * | 1993-06-15 | 1995-01-10 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 歪補償回路 |
| JPH0837427A (ja) * | 1994-07-25 | 1996-02-06 | Nec Corp | 非線形特性発生回路 |
| JPH0854375A (ja) * | 1994-08-11 | 1996-02-27 | Kaisei Enjinia Kk | 電磁誘導型検査装置 |
| JPH09106485A (ja) * | 1995-07-25 | 1997-04-22 | Actron Entwicklungs Ag | 電気共振構造物を遠隔検出する方法、そのための受信機及びシステム |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100779435B1 (ko) | 2005-07-28 | 2007-11-26 | 엔이씨 일렉트로닉스 가부시키가이샤 | 프리엠퍼시스 회로 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2256165A1 (fr) | 1999-07-06 |
| FR2773422A1 (fr) | 1999-07-09 |
| DE69841685D1 (de) | 2010-07-08 |
| EP0929147B1 (fr) | 2010-05-26 |
| ES2346492T3 (es) | 2010-10-15 |
| US6172562B1 (en) | 2001-01-09 |
| EP0929147A1 (fr) | 1999-07-14 |
| FR2773422B1 (fr) | 2000-02-04 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5576660A (en) | Broadband predistortion linearizer with automatic temperature compensation for microwave amplifiers | |
| US4554514A (en) | Predistortion circuit with feedback | |
| EP2517362B1 (en) | Active antenna array with modulator-based pre-distortion | |
| US6989713B2 (en) | Predistortion circuit, low-distortion power amplifier, and control methods therefor | |
| US7626455B2 (en) | Distortion compensation apparatus | |
| US6600368B2 (en) | Adaptive predistortion linearizer | |
| US8594231B2 (en) | Power series digital predistorter and distortion compensation control method therefor | |
| JPH03187601A (ja) | 抵抗性結合器および分圧器を有する先行歪ませ等化器 | |
| US8736365B2 (en) | Broadband linearization module and method | |
| US6515544B1 (en) | Multi-terminal power combining feed-forward amplifier | |
| EP0860940A2 (en) | Linearization of an amplifier employing modified feedforward correction | |
| US8493143B2 (en) | Predistorition linearizer with bridge topology having an equalizer stage for each bridge arm | |
| JPH0777330B2 (ja) | フィードフォワード増幅器の自動調整回路 | |
| US5532642A (en) | Feedforward-type distortion compensation circuit | |
| US6788139B2 (en) | Broadband predistortion linearizer | |
| JPH07101820B2 (ja) | 低歪高周波増幅装置 | |
| EP0280356A2 (en) | Linearizer for microwave power amplifiers | |
| JPH11346122A (ja) | 無線周波信号の振幅及び位相のデジタル制御装置及び、少なくとも一つのこのような装置を備えたプリエンファシスリニアライザ、ならびに無線周波信号の振幅及び位相のデジタル制御方法。 | |
| US6720829B2 (en) | Distortion-compensated amplifying circuit | |
| US20070171111A1 (en) | Power amplifying apparatus, power combining system and delay measuring method for power combining system | |
| EP1394954B1 (en) | Transmitter | |
| JP2001326541A (ja) | 振幅位相変化装置 | |
| JP2003229727A (ja) | 非線形歪補償回路 | |
| KR0171024B1 (ko) | 피드포워드 방식의 선형화회로 | |
| KR20010100649A (ko) | 에러 피드백을 이용한 피드포워드 선형 전력 증폭기 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20051212 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080612 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080617 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20080911 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20080917 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20081217 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090526 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20090825 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20090828 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20091125 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100706 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20101005 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20101008 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20110531 |