【発明の詳細な説明】
電気的攪乱信号の電子的補償方法並びに
装置とその使用
序言
技術分野
本発明は攪乱インピーダンス、好ましくは容量に起因する電気的攪乱を補償す
るための方法並びに装置に関し、この方法並びに装置は攪乱の抑制に高い需要が
ある、例えば振動するソリッドステートのジャイロスコープにおける適用に適し
ており、知られた特性の重畳測定信号に起因する攪乱の測定と補償に基づくもの
である。
従来技術
電圧および電流は周囲を望ましからぬ態様で攪乱することは知られている。望
ましからぬエネルギーの漏れは非常にしばしば漂遊インピーダンスで代表されう
る。漂遊容量は通常その攪乱をよく代表している。
多くの分野においては、攪乱インピーダンスの値を極小にすべく電子機器およ
び環境を設計することで十分である。攪乱の影響の固定補償を用いることにより
一層高い抑制が得られる。これは攪乱の増幅、位相および場所が知られているか
又はそれらの影響が少なくとも測定されるということを前提としている。
或る分野では攪乱の抑制に非常に高い需要がある。これらの分野では、経時変
化および温度変動は攪乱インピーダンスを時間および温度と共に受容できない程
度にまで高く変動させることになる。攪乱インピーダンスにより漏れる信号およ
び固定補償のために使用される成分の相互の強さも受容できない程度にまで高く
変動する。これらの分野に対して、最適に設計された形状寸法、電子機器配列お
よび固定補償は十分でない。
攪乱インピーダンスの影響が最小化されることが必須であるそれらの分野にお
いて、エネルギー漏れの能動的補償が使用されるべきである。攪乱の最良の抑制
はそれらの影響が測定できそして連続的又は事実上連続的な基礎にもとづき補償
できるということを前提とする。これは例えば正常信号を周期的に抑制する電子
機器又は機構により実現できる。このスイッチングの間、攪乱インピーダンスの
影響が測定できる。この情報はそれで現実的連続補償のために使用されうる。
或る分野は正常信号の強さが周期的に変更されることを許さない。正常信号か
ら異常な攪乱信号を分離することは必ずしも常に可能ではない。これらの場合、
スイッチングによる攪乱の測定は使用できない。それ故、実際の又は代表された
漂遊インピーダンスに起因の攪乱信号の連続的能動的補償のための別の方法が必
要である。
提案された発明は上述の問題を解決することを目的とする。
発明の説明
技術的な問題
攪乱インピーダンス、例えば漂遊容量に起因する攪乱を能動的にかつ連続的な
態様で測定し補償できる必要がある。或る分野において、攪乱信号は正常信号か
ら容易に分離できない。
攪乱の抑制のために以下に述べる解決策が有利に使用できる分野の例は、なか
んずく、マイクロメカニクスにより造られた構造体において見つけられる。特定
の例は例えばＳＥ８９００６６６−２において述べられたような振動するソリッ
ド−ステートのジャイロにより構成される。そこにおいては１０の多数累乗で振
幅が異なる二つの振動モードが使用されている。大きな振幅を有する振動は静電
的又は圧電気的手段によりその機械的共鳴周波数で、約１又は数ボルトの大きさ
のオーダの信号で普通は励起される。小さい振幅の振動は課せられた回転速度の
尺度を与える。この振幅の圧電気的検出はｐＡ又はｎＡのオーダの大きさの信号
を生ぜしめ、圧電気材料として石英が使用される。その信号レベルは非常に小さ
な攪乱インピーダンスでも検出された信号に重畳される望ましからぬ大きな攪乱
信号を生ずることを意味する。攪乱信号は時間依存性および温度依存性を有する
ことが予想されるので、これはもし攪乱が振幅と位相との両方に関して効果的、
連続的かつ能動的に抑制されると正確な検出が単に実現されうるということを意
味している。
解決策
本発明の基本的な目的は攪乱信号の測定および補償のための方法および装置を
提案することであり、上に詳述した問題に対する解決をなすものである。新規な
装置の特徴であると基本的に考えられるものは続く請求項１の規定節から理解さ
れうる。
新規な補償システムは既知の特性例えば特定の周波数の一つまたはそれ以上の
信号が、攪乱が発生して来る点の前で重畳されるという事実に基礎が置かれてい
る。付加された測定信号により起因する攪乱の振幅および位相を測定することに
より攪乱インピーダンスの大きさに関する情報が得られる。測定は同期復調、倍
率器あるいは何らかの他の知られた技術（重畳測定信号を用いて漏れの抽出を同
位相において（抵抗的漏れ）とずれ位相（容量的と誘導的漏れ）においてとの両
方において行わせるもの）を用いて便宜的に行われる。引き続く整流はＤＣ信号
を生ぜしめ、その大きさは漏れの尺度すなわち攪乱インピーダンスの大きさの尺
度を構成する。
重畳測定信号の適当な選択により、これらは正常信号と同じ態様で漏れる。測
定信号の漏れを測定することにより、正常信号の漏れに関する情報もそれ故得ら
れる。
重畳測定信号が攪拌の原因となる途中の情報は重畳測定信号に対するそしてそ
れ故にまた正常信号に対する攪乱インピーダンスの影響を補償、例えば除去する
ために使用することができる。補償は、例えば電圧制御増幅器を使用する伝統的
回路設計により振幅、位相又は増幅を例えば調節することにより実現できる。能
動的制御ループにおいて測定と補償を含ませることにより、連続的補償が得られ
、これはシステムの正常な働きに影響を与えない。
攪乱インピーダンス−容量、インダクタンス又は抵抗−の性質の知識を通して
一つまたはそれ以上の測定信号がこの方法において使用されるかについての決定
が取られる。漏れが漂遊容量からのみ結果する所では、例えば、一つの重畳測定
信号が正常信号と同様の周波数を満足する。提案された補償システムがこれを使
用するシステムに影響を及ぼすのを阻止するために、付加された測定信号の周波
数がいずれか一つの特性的な電気的又は、或るシステムに対してはそのシステム
の機械的周波数の奇数倍に一致しないか又は近接しないことが重要である。
提案された補償システムは現存するシステムにおいて存在する例えば漂遊容量
の如き攪乱インピーダンスの抑制の良好な見通しを提供する。重畳測定信号の周
波数が選択できる範囲の周波数ギャップを正常システムが有するならば、その補
償システムは現存の回路設計において正規の信号経路が影響を受けることなく含
ませられうる。
補償システムの誤差の源は重畳測定信号に起因する攪乱がいかに良く測定され
るうるかに限定される。システムにより正常に使用される周波数において攪乱は
正確には測定できないという事実を通して潜在的なイン−ビルト（in−built）
の誤差源を補償システムは有しているということがこれにつけ加えられるべきで
ある。この後者の誤差は経験的に、単に受動的補償が使用される場合に関連して
小さなものに減じることができるということを示されている。
利点
上述の問題が解決されたという事実に加えて、補償システム自体は多数の異な
る分野に対して使用され得てかつなかんずく、高い環境的ストレスおよび攪乱に
おける大きなバリエーションに耐えるべく設計されうるという事実によって非常
に運用可能でありかつ安定している。幾つかの他の利点の要約は箇条書きにして
、提案された補償システムは．．．
★ ... 正常信号を“閉め出す”必要なく連続的に使用されうる。
★ ... 大きな改変をすることなく現存回路設計に容易に含ませることができ
る。
★ ... 種々なタイプの漂遊インピーダンスの補償に対して適当なものである
。
★ ... 漂遊インピーダンスにおける変化は補償信号の大きさにより追跡され
うるということ。
★ ... 外部参照信号又は参照ユニットを要求しない。
★ ... 正しくカプセルに入れられ、どのような環境においても使用されうる
。
★ ... 摩耗する運動部品がない電子機器である。
★ ... 簡潔で使用するのに安価である。
本発明を示す特徴を呈示する現在提案されている実施例を添付の図面を同時に
参照して、以下に説明するが：
図１ａは漂遊容量を有するシステムの原理を示し、
図１ｂは二つの異なる漂遊インピーダンスと攪乱源とを有する圧電システムの
原理を示し、
図２ａは漂遊容量とこれに並列の受動的補償体を有するシステムの原理を示し
、
図２ｂはスイッチングにより補償が行われる、漂遊容量を有するシステムの原
理を示し、
図３は攪乱源の前に測定信号が重畳される、漂遊容量を有するシステムの原理
を示し、
図４ａは漂遊容量の能動的補償を容易にする、漂遊容量を有するシステムの原
理を示し、
図４ｂは二相要素の能動的補償を容易にする、漂遊容量を有するシステムの原
理を示し、
図４ｃは一つの能動的補償が受動的補償により補足された、漂遊容量を有する
システムの原理を示し、
図５ａは補償が相補的な活性により行われる、二つの漂遊容量と二つの攪乱源
とを有するシステムの原理を示し、
図５ｂは補償が相補的な検出により行われる、二つの漂遊容量と二つの攪乱源
とを有するシステムの原理を示し、
図６ａは圧電気的な水晶に対する等価回路を示し、
図６ｂは圧電気的な水晶の等価回路の誘電および抵抗部の補償の原理を示す。
好ましい実施例
図１ａは漂遊容量の形をした攪乱インピーダンスがどのように電子回路に悪影
響を及ぼすのか一例を示す。回路のどこかの電圧を示す信号源１は等価負荷２に
かけられる。電圧源が上昇を与える攪乱源３は環境例えばポイント４において攪
乱を生ぜしめる。その攪乱は普通は攪乱源と被攪乱点との間のインピーダンスに
より表すことができる。その攪乱は通常、容量的であり、これは図１ａにおいて
漂遊容量５により図示されている。容量的攪乱により生ぜしめられた電流は電流
源６により表される電流（普通は被攪乱点４を通って流れる）に加えられる。引
き続く電流−電圧変換器７を用いて、電流は電圧８（重畳された攪乱測定信号を
もつ正常な信号の測定を構成する）へ変換できる。
通常、攪乱インピーダンスは電子装置において各対の点の間に存在する。たい
ていの場合、攪乱のほんの小さな少数派でも彼らが注意を要求するような程度の
大きさのものである。図１ｂは一つ以上の攪乱インピーダンスを有する例を示す
。この回路において、二つの信号源１および１′は、等価の負荷２および２′と
共に、二つの攪乱源３および３′を創る。この図は攪乱源と被攪乱点との間での
可能性のある異なるタイプの攪乱インピーダンス５（漂遊容量）と５′（漏れ抵
抗）とを示す。図１ｂにおいて、被攪乱点４への通常の電流は圧電気的センター
９から来るものと見なされて来た。図１ａおよび図１ｂが二つ以上の攪乱源およ
び攪乱インピーダンスおよび一つ以上の被攪乱点を含むべくいかに修正されるか
そして表現が詳細な回路設計にいかに適用されるかに対して当然に考慮が与えら
るべきである。
信号源の電圧が高くかつ電流発生器により発生された通常の電流が小さいと、
高インピーディブ（high− impedive）な攪乱インピーダンスもまた認めうる攪
乱を生ぜしめるであろう。例を引いて、１ボルトの電圧は漂遊容量が０．１ｐＦ
である所で３０ｋＨｚで１９ｎＡの攪乱電流を生ぜしめる。これは上で一例とし
て引用されたソリッドステートのジャイロに比較されなければならない。その検
出可能な圧電気的電流はｐＡおよびｎＡの大きさである。この数字の例は攪乱イ
ンピーダンスの効果を補償するための手段を使用する必要がある応用の存在を指
摘する。
図２ａおよび図２ｂは攪乱インピーダンスの存在を補償するための二つの周知
の取りうる方法を示す。図２ａにおいては、インバータ増幅器１０と容量１１と
を含む信号経路が攪乱体に並列に付加されている。１０における増幅度と１１の
大きさを正しく選択することにより、並列枝路を通る電流は攪乱インピーダンス
を通る電流を全体的に除去すべくなしうる。この場合、電圧８は正常な信号の直
接の測定を構成する。補償枝路における相は攪乱インピーダンスのタイプを基に
して調節される。これは例えば、補償インピーダンス１１の選択により実現され
うる。このインピーダンスは実際のインピーダンスにより構成される必要はなく
、攪乱インピーダンス５と同じタイプの漂遊インピーダンスにより構成されうる
。別の方法として、異なる相を有する補償枝路が１０および１１により表される
信号経路に並列に付加的に置かれうる。多くの応用においては、１０における増
幅度の一度でかつすべてのための調節をなすことすなわち固定された受動的な補
償を使用することで十分である。
図２ｂにおいて、攪乱の大きさを測定するためにスイッチングが使用される。
この方法は正常信号、代替的には攪乱が周期的に閉め出されることを前提とする
。この図において、スイッチ１２を使用することにより正常信号経路が周期的に
閉め出されると見なされている。スイッチが開かれると、点８における電圧は攪
乱５にのみ依存するが、スイッチが閉じられると正常信号６と攪乱５との両方に
依存する。これら二つの信号値を引き算することにより、攪乱インピーダンスの
影響を事実上連続補償することが達成される。
上に引用された数字の例は図２ａによる固定の受動的補償が不十分である一例
を示す。攪乱インピーダンスや攪乱源の相対的電圧におけるマイナーな変動は温
度並びに経年（エイジング）の函数として受容できないくらいに大きな攪乱を生
ぜしめる。この例において、センサーシステムの低い信号強度並びに時定数はス
イッチングに応答する性能における好ましからざる劣化に結果するので、スイッ
チングを使用することが実行可能であることはいずれもない。この例は正常信号
経路が影響を受けない能動的連続補償にメジャーな重要性が取り付けられる応用
の存在を指摘する。
図３は提案された本発明の基本的構造を示す。知られた特性１３の測定信号は
システムの正常信号源からの信号に重畳される。支配的な攪乱インピーダンスが
見いだされる範囲に信号が達する前に重畳が起こるならばかつ正常信号経路が影
響されないならば最適な効果が得られる。例として、重畳１４に付加が使用され
る。付加された測定信号は正常信号に対してと同様の態様で攪乱インピーダンス
により影響を受ける。このことは、攪乱インピーダンスのある所には、点１５に
おける測定信号のトレース（trace）があるということを意味する。かくして攪
乱インピーダンスの大きさは点１５における測定信号の大きさを測定することに
より測定されうる。このことは、例えば、同期復調、倍率器１６またはＡＣ信号
の与えられた相に対する増幅を測定するための他の何らかの知られた方法（以下
復調として参照される）を用いることにより実現される。復調において、重畳さ
れた測定信号１３は被攪乱信号１５と比較される。何らかの攪乱インピーダンス
が容量的または誘導的である所では、復調器１６において比較される信号間の相
対的位相を例えば９０°だけ変える必要がある。図３においては、重畳された測
定信号は位相シフト（１７）されている。復調器１６からの合成信号１８におい
て存在するＤＣ成分は攪乱インピーダンスの大きさの測定を構成する。点１５に
おける正常信号が何らのＤＣ成分を有していない場合、重畳された信号はＤＣ信
号により構成できる。それで攪乱インピーダンスに関連する情報の抽出は点１５
におけるＤＣ成分の直接測定により実現されうる。
図３において獲得された、攪乱インピーダンスの大きさ１８に関する情報は彼
らの補償を制御するために使用できる。図４ａ，図４ｂおよび図４ｃは並列信号
経路に基づく補償のための三つの方法を示す。図４ａおよび図４ｃにおいて、漂
遊容量５および図４ｂにおいて総括的漂遊インピーダンス５″が仮定されている
。図４ａにおいて、補償は容量１９と可変増幅器２０とを含む並列信号経路によ
り実現される。増幅器は、例えば、倍率器の形の電圧制御増幅器により構成され
うる。増幅器２０を制御する（ＤＣ）信号２１を変えることにより適当な補償が
、例えば重畳された測定信号のトレースを持たない出力信号１５に照らして、す
なわちＤＣ成分を持たない点１８の信号に照らして、得られる。能動的補償を得
るために、復調の出力信号１８は補償のために制御信号２１へ低域フィルター２
２および制御フィルター２３により接続される。制御フィルターにおける制御パ
ラメータの設定は能動的補償の特性例えば時定数を制御する。制御フィルターの
簡単な変形は積分器および増幅器を含む。
図４ｂにおいて、二つの並列補償信号経路が用いられて未知の攪乱インピーダ
ンス５″の二つの位相成分の補償を可能にする。この二重補償を達成するために
、出力信号１５の二つの位相成分は復調１６および１６′により測定されなけれ
ばならない。それ故、復調への入力信号の少なくとも一つは、例えば９０°だけ
、位相シフト（１７）されなければならない。復調の出力信号１８および１８′
のＤＣ成分は点１５にどれ程多くの重畳測定信号が存在するかの測定を構成する
。図４ｂにおいて、二つの補償枝路はコンデンサー１９および抵抗１９′、並び
に（ＤＣ）信号２１および２１′により制御される増幅器２０および２０′を含
む。これらの制御信号は低域フィルタリング（２２および２２′）および制御フ
ィルタリング（２３および２３′）を用いる復調の出力信号から得られる。図４
ｂにおいて、二つの補償信号経路が使用され、これらは互いに対して位相シフト
されている（カーテシアン補償）。同じ効果は、増幅器に加えて、調節が補償信
号経路の位相にも行われる（ポーラ補償）ところで、達成される。
図４ｃにおいて、図４ａにおける能動的補償がコンデンサー１１と固定増幅器
１０とからなる受動的補償により重畳されている。固定された補償は、普通精度
を増しかつノイズを減ずる能動的補償を軽減する。図４ａ，図４ｂおよび図４ｃ
において、補償信号は攪乱点４に加えられている。この付加は（検出）電子装置
の後の段階で行うこともできる。
図５ａおよび図５ｂは補償を達成するための二つの取りうる結合を示す。これ
らの図における回路設計は補償自体に関するそれらの詳細のみを含んでいる。攪
乱インピーダンスの大きさの測定が達成されうることを確実にすべく彼らがどの
ように補足されているかに対して当然ながら考慮が与えられるべきである。図５
ａにおいて、複数の攪乱源を有するシステムの補償のための相補的活性化が使用
されている。可変増幅器２４により一つまたはそれ以上の攪乱源の相対的な信号
強度を変えることにより、攪乱インピーダンスに起因する攪乱効果は互いに取り
消せることができる。この方法は普通、攪乱源が違う極性を有しているというこ
とを前提としている。しかしこれは攪乱インピーダンスがインダクタンスとキャ
パシタンスの両方を含んでいる所では必要でない。複数の位相成分の能動的補償
が前提とされる所では、異なる位相位置の攪乱源が得られうるか、適当な位相位
置の追加的な攪乱源が補償のために生ぜしめられる（図４ｂを比較）にしろ、相
補的活性化が用いられうる。さもなくば、普通の信号経路におけるほんのヘリの
効果では補償は実現されえない。
図５ｂにおいては、複数の被攪乱点４および４′を有するシステムにおける補
償のために相補的な検出が使用される。７および７′からの出力信号を例えば和
２５を用いて、増幅器２６の適当な変更と重畳させることにより、攪乱インピー
ダンスの効果の補償が得られる。複数の位相成分の能動的補償が要求される所で
は、相補的検出が増幅器２６の位相調節により実現されうる。相補的検出は非常
に頻繁に正常信号に影響を与え、２５における重畳の正常信号への影響が端であ
るときのみ便宜的に使用される。図５ａおよび図５ｂもまた、勿論、図４ｃによ
る固定補償により補足されうる。
上述したことは一つの攪乱源を参照して原理的に図示されている。当技術にお
いて熟達している人には、複数の攪乱源および攪乱インピーダンスへの展開へい
かに進み出すべきかは明白であると見なされる。重畳された測定信号の数および
それらの周波数の適当な選択により、攪乱インピーダンスの特性が良好に特徴づ
けられうる。異なる場所での異なる周波数の測定信号を重畳することにより、攪
乱インピーダンスの場所を決めることができる。補償は多くの点かつ多くの段階
で補償は実現されうるということは勿論心に留められるべきことでもある。
攪乱インピーダンスの大きさに関する情報は重畳された測定信号により使用さ
れる周波数において得られる。攪乱インピーダンスが単に一つのタイプ、例えば
（漂遊）容量である場合、一つの周波数の重畳測定信号の使用が効果的な補償達
成のために十分である。攪乱インピーダンスの異なるタイプが考慮に入れられな
ければならない所では、種々の周波数の測定信号が使用される必要がある。
システムが普通単に一つの周波数ｆoの信号を含んでいる所では、重畳された
測定信号の周波数ｆ平均とｆoとの間の相対的差が、経験より２０％より小さい
所での上述の説明に従って補償が最良に実現される。このことはｆ平均に基づく
補償の設定がｆoにおいてもまた有効であることを保証する。幾つかのタイプの
攪乱インピーダンスが重要なものである所では、小さな相対的周波数差は特別に
きわめて重大である。相対的周波数差が小さく維持されえないならば、そして幾
つかのタイプの攪乱インピーダンスが重要なものである所では、種々な周波数の
複数の重畳された信号が用いられるべきである。単に一つのタイプの攪乱インピ
ーダンスがある所では、ｆ平均が、或る隔離されたケースにおいて、ｆoの偶数
倍に選択されるのが有利である。その有利とは復調された信号のフィルタリング
がそれで非常に効果的にシステムの正常周波数ｆoを抑制するということである
。
相対的差が小さくない複数の周波数ｆo (k)、ｋ＝１，２，・・・の信号をシス
テムが普通含んでいる所では、上述の説明による補正が最良に実現される。そこ
では異なる周波数の複数の重畳信号が使用され、特に、異なるタイプの攪乱イン
ピーダンスがｆo (k)により渡される周波数間隔において重要なものである。便宜
的に、重畳信号の周波数ｆ平均 (j)、ｊ＝１，２，・・・がｆo (k)中の最も重要
な周波数の各々についてｆ平均 (j)とｆo (k)との間の相対的周波数差が小さい少
なくとも一つの重畳信号があるように選択される。
或る周波数間隔が重畳測定信号に対して便宜的に避けられる。これらはｆo (k)
の奇数倍の直近傍の周波数により構成される。ｆ平均 (j)がこれらの間隔内に位
置する所では、復調器は有用信号に対しても作用する。ｆo (k)のまわりの不適当
な周波数間隔の幅はバンド幅それで、低域２２および２２′および制御フィルタ
ーのフィルタリング２３および２３′の時定数により制御される。標準的な経験
法では認容できない間隔の幅はこれらのフィルターのバンド幅の低倍数により構
成されるべきであるということである。或る電気的に活性化された機械的システ
ムにとって、機械的共鳴ピークの３ｄＢ幅の低倍数よりもその機械的共鳴周波数
に一層近づくようにｆ平均 (j)が選ばれることはいずれもない。
重畳された測定信号がシステムの正常周波数と同じ特性、例えば周波数に属す
る温度係数に関して、を有するということが便宜的であるが、必須ではない。温
度および経時変化に関して高度に安定的である補償がそれにより得られる。クリ
スタルを基礎にした（又はＬＣを基礎にした）システムに対して、これは重畳信
号が等価のタイプのクリスタル（又はＬＣ発振器）により生ぜしめられる所で基
本的に達成される。もし信号が非常に異なる特性を有するならば、温度が変化す
るときおよびシステムが経時変化するとき上述の受容できない周波数間隔を避け
るべく試みる際に問題が生起するであろう。
単に一つの重畳測定信号１３が使用されるところでは、補償の制御信号２１お
よび２１′は復調１６および１６′からの出力信号から直接に計算される。複数
の重畳測定信号が使用されるとき、補償の制御信号は重畳測定信号の漏れを測定
する復調器からの情報をウエイング・アップ（weighig up）することにより計
算される。このウエイング・アップ手順は重畳された測定信号の数が修正枝路（
図４ｂにおける１９−２０および１９′−２０′）の数と一致する必要がないと
いうことを意味する。
技術的な問題についての導入部の記述において説明された振動するソリッドス
テート・ジャイロは、大きな増幅の活性に使用されたより高い電圧とより小さな
増幅からの小さな検出電流との間の攪乱インピーダンスを補償すべくここに提案
された補償システムが有利に使用できうる一例を構成する。その補償システムは
システムの正常信号が補償により影響を受けることを伴うことなくそこに含ませ
られうる。振動するソリッドステート・ジャロイに対して、補償システムは必要
な零信号の減少と安定化を提供し、これは改良された温度安定性と長期安定性を
生ぜしめる。振動するソリッドステート・ジャロイのためのセンサー素子が音叉
タイプの石英の結晶体で構成されている場合、周波数範囲２７−４１ｋＨｚにお
ける共鳴周波数で、重畳信号がこの提案に従って、周波数決定素子としての時計
水晶（３２．８ｋＨｚ）で発生される。時計水晶は安価でありかつ迅速なスター
トタイムを有する。
図６ａは提案された補償システムのため別の応用を示す。圧電気的に活性化さ
れる石英共振器２７に対して、機械的共鳴周波数は水晶が使用される周波数を規
定する。これらの周波数において、水晶のインピーダンスに属する位相は強い周
波数依存性を有し、これは共鳴周波数を局在化させるべく使用される。最も鋭い
共鳴は誘電的容量２８および他の攪乱インピーダンスが機械的振動を述べる電気
的等価回路の部分２８−３０との比較により無視されうる所で達成される。例え
ば、ＣoがＱＣ1に関して無視できなければ、１／Ｑが共振器のエネルギー損失の
測度を構成し、共鳴周波数の局所化は共鳴周波数の近くの位相変化における減少
により一層困難になされる。更に、電気的測定可能なものと機械的共鳴周波数と
の間に差が発生する。ＣoとＺoの能動的補償は温度および経時変化に関係なく位
相条件は共鳴に関して全うされることを保証する。
図６ｂは図６ａにおけるＣoおよびＺoの実際の補償に関する詳細のための回路
設計の一例を示す。補償枝路における増幅器のための制御信号の生成および出力
信号３３への寄与を検出するのを許容すべく測定信号の重畳によりどのように回
路設計が補足されているかに対して考慮が勿論与えられるべきである。重畳測定
信号の周波数がある機械的共鳴周波数と一致しない場合、水晶の機械的等価枝路
３０−３２を通る電流は無視できる。出力信号３３への重畳測定信号の寄与はそ
れ故Ｃo，Ｚoおよび補償枝３４−３５および３４′−３５′を通り、電流−電圧
変換器３６により総計化される電流のみによって構成される。３４および３４′
に属する増幅を出力信号３３が重畳測定信号から何らの寄与を含まないように調
節することにより、共鳴にも関してのＣoおよびＺoの実際の補償がそれ故に達成
される。
本発明は例として以上に示された実施例に限定されることなく、続の特許請求
の範囲および本発明の概念内で修正を受けることができる。
【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項
【提出日】１９９７年３月３日
【補正内容】
請求の範囲
１．漂遊容量（Ｃ漂遊）の如き攪乱インピーダンスに起因する電気的攪乱信号
の電子的補償の方法であって、電子的信号処理システムにおいて検出される信号
（正常信号）に重畳される攪乱信号が現れ、既知の特性の、例えば特定の周波数
（ｆ平均 (j)）の一つまたはそれより多くの電気信号（１３）が測定信号に重畳
され、攪乱インピーダンスの結果としての重畳信号（１３）の漏れが測定（検出
）され、その結果が環境により判断可能である情報（１８）に変換されかつ攪乱
インピーダンスの大きさに関連するかつ重畳信号（１３）を介して得られた前記
信号（１８）は、測定信号へのこれら攪乱インピーダンスの影響が極小にされる
ようにまたは所定のレベルに維持されるように、制御ループ／諸制御ループを介
して攪乱インピーダンスに対する能動的かつ連続的補償のために使用される電気
的攪乱信号の電子的補償の方法において、
前記の供給された信号（１３）は目立つ攪乱が生起しだすシステム中の区域又
は点の前で正常信号に重畳され、前記の供給された測定信号（１３）の周波数（
ｆ平均 (j)）はシステムの重要な周波数（ｆo (k)）に一致しないようにさもなく
ば正常な信号経路並びにシステムの機能に悪影響を及ぼさないように選択され、
攪乱インピーダンスの大きさに関連する前記情報（１８）は攪乱インピーダンス
、すなわち攪乱信号により影響された測定信号（１５）と重畳測定信号（１３）
とを比較することにより得られることを特徴とする電気的攪乱信号の電子的補償
方法。
２．供給された測定信号（１３）はシステムにおける支配的周波数から２０％
よりも少なくずれている十分に規定された周波数を有し、重畳された測定信号（
１３）の検出は位相情報により実現されていることを特徴とする請求項１記載の
方法。
３．能動的補償は固定増幅、振幅および位相の対応する受動的補償により補足
されることにより軽減されることを特徴とする請求項１記載の方法。
４．漂遊容量（Ｃ漂遊）の如き攪乱インピーダンスに起因する電気的攪乱信号
の電子的補償の装置であって、電子的信号処理システムにおいて検出される信号
（正常信号）に重畳された攪乱信号が出現し、既知の特性の、例えば特定周波数
（ｆ平均 (j)）の、一つまたはそれより多くの電気信号を正常信号（１３）の上
に重畳するための設備（１４）、攪乱インピーダンスから結果する重畳信号（１
３）の漏れの測定（検出）のためのかつその結果の環境により判断可能な情報（
１８）への変換のための設備（１６）、および重畳された信号（１３）を介して
得られた、攪乱インピーダンスの大きさに関する情報（１８）をこれら攪乱イン
ピーダンスの正常信号への影響が極小化されるかまたは所定のレベルへ維持され
るように攪乱インピーダンスのための能動的かつ連続的補償（２０）に使用する
制御回路（２２，２３）からなる電気的攪乱信号の電子的補償の装置において、
前記の供給された測定信号（１３）は目立つ攪乱が発生して来るシステムの区
域又は点の前の正常信号に重畳されるようになされており、供給された信号（１
３）の周波数（ｆ平均 (j)）はシステムの重要な周波数（ｆo (k)）とは異なり、
かつさもなくば正常信号経路およびシステムの機能に悪影響を与えず、そして、
攪乱インピーダンスの大きさに関連した情報（１８）を得るために重畳された測
定信号（１３）を攪乱インピーダンスすなわち被攪乱測定信号により影響を受け
た測定信号（１５）とを比較するための手段（１６）を具備することを特徴とす
る電気的攪乱信号の電子的補償の装置。
５．重畳された測定信号の漏れが同期復調、倍率器、あるいはＡＣ−信号の所
定位相に対する振幅を測定するための他の何らかの知られた方法を用いて測定さ
れ、前記比較手段（１６）は位相情報による重畳測定信号（１３）を検出するた
めに配列されていることを特徴とする請求項４記載の装置。
６．補償はシステム（相補的活性）の攪乱側の二つまたはそれより多くの信号
点の相互振幅−および／又は位相関係を調節することにより実現される請求項４
記載の装置。
７．補償はシステム（相補的検出）の攪乱側の二つまたはそれより多くの信号
点の相互増幅を調節することにより実現される請求項４記載の装置。
８．補償は信号経路の導入により実現され、その特性（例えば増幅および位相
）は所望の補償が攪乱インピーダンスに並列に得られる（並列補償）ように調節
されることを特徴とする請求項４記載の装置。
９．圧電気結晶においてかつこれに並列に誘電的容量を補償すること（Ｃo−
補償）が使用される請求項４記載の装置。
10．振動ソリッドステート・ジャイロの出力信号の上に重畳された、例えば漂
遊容量の如き攪乱インピーダンスにより発生された攪乱信号の補償のために使用
されることを特徴とする請求項４記載の装置。
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【要約の続き】