JPH1174758A - サンプリング速度変換のためのフィルタ組合せ装置 - Google Patents

サンプリング速度変換のためのフィルタ組合せ装置

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JPH1174758A
JPH1174758A JP10187821A JP18782198A JPH1174758A JP H1174758 A JPH1174758 A JP H1174758A JP 10187821 A JP10187821 A JP 10187821A JP 18782198 A JP18782198 A JP 18782198A JP H1174758 A JPH1174758 A JP H1174758A
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Andreas Dr Menkhoff
アンドレーアス・メンクホッフ
Herbert Alrutz
ヘルベルト・アルルッツ
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TDK Micronas GmbH
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、２つのデータシーケンスｄ1 とｄ
2 の間でサンプリング速度を変換する簡単な構成のフィ
ルタ組合せ装置を提供することを目的とする。 【解決手段】デジタル化クロックｄ1 の周波数ｆ1 の0.
5 倍と1.5 倍付近の周波数に第１の減衰値ａ1 を有する
入力低域通過フィルタ１と、整数の係数で第１のデータ
シーケンスのサンプル数からサンプル数を増加させる時
間的に不変の補間フィルタ２と、時間的に不変の補間フ
ィルタ２の出力データシーケンスｄ5 を補間するための
時間変化補間フィルタ３との直列接続されたフィルタ組
合せ装置として構成され、時間的に不変の補間フィルタ
２はデジタル化クロック周波数ｆ1付近に第２の減衰値
ａ2 を、また 0.5〜1.5 ｆ1 の領域に第３の減衰値ａ3
を有し、時間変化補間フィルタ３は、２ｆ1 付近に第４
の減衰値ａ４を有していることを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル化された
信号のサンプリング速度を変換するためのフィルタ組合
せ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】本来のサンプリング速度は、デジタル化
される信号が帯域制限され、サンプリング速度の１／２
以下の上方遮断周波数を有することによりサンプリング
定理を満足させている。任意の係数でサンプリング速度
を増加あるいは減少するためにフィルタ組合せ装置が有
効であることが示され、それはまた“ハイブリッドシス
テム”と呼ばれる。基礎的な着想は、低域通過濾波され
た入力データシーケンスがアナログ信号に変換され、そ
の後それが所望のサンプリング速度で再びデジタル化さ
れるというものである。もちろん、中間の段階において
デジタルおよびアナログ低域通過濾波が行われ、その遮
断周波数がそれぞれの内部および外部サンプリング速度
ならびに信号周波数に整合されるため、出力データシー
ケンスにおいてエイリアシングが生じない。
【０００３】デジタル−アナログ変換によってフィルタ
組合せ装置内でアナログ信号を再構成することは原理的
には可能であるが、この試みは主として方法を説明する
のに役立つものである。実際に実行する場合、アナログ
信号の完全な再構成は必要ではなく、それは、デジタル
サンプルの補間を介して全デジタル手段によって高度の
正確度で所望の中間値を計算できるからである。アナロ
グ信号への変換は不必要な回り道であり、それは、サン
プリング速度の変換のためには、固定の所定の値の間の
単一の中間値がそれぞれ新しいサンプルに対して補間さ
れなければならないからである。この補間された中間値
の両側におけるアナログ信号波形は、出力データシーケ
ンスには必要とされない。所定の値は実際のサンプルお
よび／または補間されたサンプルであってもよく、どの
ような場合であってもそれらは固定のサンプリングシー
ケンスによって定められる。それ故、所定の値を与える
フィルタはまた、固定あるいは時間的に不変の補間フィ
ルタと呼ばれる。一般的に、この新しいサンプリングシ
ーケンスの周波数は、２のべき乗の分だけ本来のサンプ
リング周波数よりも高い。そのようなフィルタ組合せ装
置は、例えばT.A.Ramstad 氏による参照文献“Digital
Methods for Conversion Between ArbitrarySampling F
requencies ”(IEEE Transactions on Acoustics, Spee
ch, and Signal Processing, Vol. ASSP-32, No.3, Jun
e 1984)に包括的に記載されている。
【０００４】欧州特許出願96 11 9505.4において、デジ
タル化された信号のサンプルを補間し、それによってデ
ジタル化されたビデオあるいはオーディオ信号のサンプ
リング速度を任意の数値比で変化させるためのデジタル
フィルタ組合せ装置が開示されている。その回路は３次
の時間的に不変の補間フィルタを含んでおり、それを使
用すると、補間された中間値を形成することによって既
存のサンプルの数が２倍になる。２つのサンプルがもと
のサンプリングクロックの１つの周期に対して割当てら
れる。さらに処理する場合、これはもとのサンプリング
速度を２倍にすることと等しく、それは、使用可能なサ
ンプルが今やもとの周期の１／２の周期でのサンプリン
グシーケンスに対応するからである。時間的に不変の補
間フィルタに続いて２次の時間変化補間フィルタが使用
され、それは任意の時点の所望の出力シーケンスに対す
る新しいサンプリングシーケンスから中間値を計算する
ことができる。
【０００５】入力端部および出力端部におけるサンプリ
ング速度が互いに類似している場合には、フィルタの複
雑さは合理的な限界内にある。２つのサンプリング速度
が大幅に異なっている場合には違っており、それは、新
しいサンプリング速度における既存の信号スペクトルの
鏡像作用および関連した周波数の多重によってエイリア
シングが生じることがあるからである。一般的にサンプ
リング速度の変換の前に実行される信号スペクトル中の
これらの周波数の成分の抑制は、長い縦続接続された遅
延段を有するトランスバースフィルタのような複雑な低
域通過フィルタを必要とする。帯域幅が幾つかの段階に
おいて調整可能でなければならない場合には帯域制限は
より一層複雑になり、それは、サンプリング速度比が所
定の制限内で任意に調節可能でなければならないからで
ある。従って、帯域制限はサンプリング速度の変換だけ
の場合よりも一層複雑になることもある。消費者のアプ
リケーションの場合、特定の機能を実行する際に含まれ
る複雑さの量は重要であり、回路の複雑さが高い程、モ
ノリシックな集積中にこの機能に要求される半導体の面
積は大きくなる。よく知られているように、要求される
半導体の面積が大きくなると、製造コストが不釣り合い
に大きくなる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】それ故、本発明の目的
は、任意のサンプリング速度の変換のための回路全体の
複雑さを最小に維持することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この目的は、本発明のフ
ィルタ組合せ装置によって達成される。本発明は、第１
のデータシーケンスを第２のデータシーケンスにサンプ
リング速度を変換するためのフィルタ組合せ装置におい
て、デジタル化クロックの周波数の０．５倍および１．
５倍の周波数の近くに少なくとも１つの第１の減衰値を
有する減衰特性の入力低域通過フィルタと、整数の係数
で第１のデータシーケンスのサンプル数からサンプル数
を増加させるための時間的に不変の補間フィルタと、時
間的に不変の補間フィルタから出力されるデータシーケ
ンスを補間するための時間変化補間フィルタとの直列接
続されたフィルタ組合せ装置を具備し、時間的に不変の
補間フィルタは、デジタル化クロックの周波数の近くに
少なくとも１つの第２の減衰値を有し、本質的にデジタ
ル化クロックの周波数の０．５倍乃至１．５倍の周波数
の領域に少なくとも１つの第３の減衰値を有する減衰特
性を有しており、時間変化補間フィルタは、デジタル化
クロックの周波数の２倍の周波数の近くに少なくとも１
つの第４の減衰値を有する減衰特性を有していることを
特徴とする。
【０００８】本発明の基礎的な着想は、帯域制限を与え
る回路とサンプリング速度の変換を行う回路とを合体さ
せるというものである。それらに関連したサンプリング
速度の変換および帯域制限は、それ自体は知られている
フィルタ段の相互作用によって達成される。本発明は、
必要な帯域制限を決定する入力低域通過フィルタの通過
帯域および阻止帯域だけでなく、サンプリング速度変換
に関わるフィルタを適切に結合して、結果として生じた
共通の周波数応答特性によって問題とされている周波数
範囲中で信号全体が十分に減衰されるため、個々のフィ
ルタに課された要求が減少されるという事実を利用す
る。周波数応答曲線の複製部分は、干渉周波数および倍
数の周波数を抑制するために含まれている。それぞれの
システムにおいて実際に生じ得るこれらの干渉周波数だ
けが考慮され、回路技術、再生装置、あるいは例えばビ
ューア等の基本的な特性によって既に抑制されているも
のは考慮されない。必要な信号の減衰はまた、干渉に対
する本質的な感度に依存しており、それはオーディオ信
号の場合よりもビデオ信号の場合のほうが低い。
【０００９】本発明によるフィルタ組合せ装置は、デジ
タル化された信号の処理クロック周波数を実際の信号の
帯域幅に適合させるために使用できる。これは、例えば
オーバーサンプリングが生じた場合、あるいは比較的狭
帯域の信号が広い帯域の複合信号中に含まれている場合
に必要とされる。しかしながら、サンプリング速度の変
換はまた、信号の内容を例えば圧縮あるいは伸長等によ
って変化させてもよい。圧縮すると、信号を記憶するた
めに必要な記憶装置の量を減少することができる。本発
明によって、例えば固定のクロックと同期されたデータ
シーケンスを別の処理システムの予め定められたシステ
ムクロックに適合する等、信号の異なるサンプリング速
度の適合を可能にすることができる。ビデオ信号の場
合、テレビジョン受信機あるいはマルチメディア再生装
置のスクリーン上のそれぞれの画像の寸法の変化、特に
画像の寸法の減少等が可能である。この方法において、
静止画像、運動しているテレビジョン映像、コンピュー
タで生成された画像、あるいは別の画像ソースの画像が
任意に減少された形態でスクリーンウィンドウ中に提供
される。これらのスクリーン上のディスプレイはまたメ
ニューフィールドとして機能することができる。
【００１０】本発明によるフィルタ組合せ装置は、サン
プリング周波数の０．５倍および１．５倍近くの十分な
減衰を有する入力低域通過フィルタを含んでいる。この
フィルタに続いて、時間的に不変の補間フィルタおよび
時間変化補間フィルタで構成されたハイブリッドフィル
タシステムが設けられる。ハイブリッドフィルタシステ
ムは、サンプリング周波数およびサンプリング周波数の
２倍の周波数近くで高い減衰を有する。サンプリング周
波数の０．５倍から１．５倍の周波数範囲ならびに関連
した周期的な複製領域における減衰特性は低いが、全体
としては十分なものである。伝達関数の単一あるは複数
のゼロによって、特定の周波数範囲において高い減衰値
が実現される。これらの阻止帯域の周波数範囲は伝達関
数のコース、特にこの周波数範囲中のゼロの数および所
望の減衰に依存している。時間変化補間フィルタを使用
すると、通常１オクターブ内で補間が行われる。サンプ
リング周波数が大幅に変化した場合、信号は関連した低
域通過フィルタを有するデシメータを通過し、その後そ
れはフィルタ組合せ装置に取入れられる。都合のよいこ
とに、整数のデシメーション係数が可変の２のべき数で
ある場合には回路の複雑さが減少され、その理由は、デ
シメータの利得が簡単な数学的シフトあるいは出力デー
タの新しいビットの割当てによって相殺されるからであ
る。
【００１１】本発明およびその好ましい実施形態は、添
付図面を参照して以下に詳細に説明される。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１において、デシメータ4 を加
えて拡張された本発明によるフィルタ組合せ装置1,2,3
を使用してサンプリング速度変換を行う回路が示されて
いる。拡張されたフィルタ組合せ装置は、信号源5 とバ
ッファ6 との間に介在し、バッファ6の出力6.1 は所望
のサンプリング周波数ｆ２で出力データシーケンスｄ２
を供給する。信号源5 には第１のクロック信号源7 が接
続されており、それによって第１のクロック信号ｆ１が
供給される。第１のクロック信号はまた、デジタル化ク
ロックあるいは入力クロックとして機能し、従って入力
データシーケンスｄ１のデータ速度を決定する。第２の
クロック信号源8 は第２のクロック信号ｆ２を供給し、
出力されたクロックは、第１のクロック信号源7 の出力
と同様に制御装置9 に接続される。
【００１３】フィルタ組合せ装置は入力低域通過フィル
タ1 を含み、その減衰特性ｔｐ１は、例えば伝達関数Ｈ
（ｚ）＝（１＋ｚ-1）2 を有する２次低域通過フィルタ
によっ構成される。この低域通過フィルタ1 は、サンプ
リング周波数の１／２の近く、すなわち０．５×ｆ１に
おいてダブル・ゼロを有しており、従って、１．５倍の
サンプリング周波数の近くでも同様である。通過帯域お
よび減衰特性は“ソフト”であるため、信号はサンプリ
ングクロックｆ１の０．２倍の周波数から減衰されてい
る。ゼロにおける減衰は図２に示されるように周波数範
囲の大部分において少なくとも値ａ１を有している。入
力低域通過フィルタ1 の出力は、データシーケンスｄ４
を供給する。
【００１４】入力低域通過フィルタ1 に続いて時間的に
不変の補間フィルタ2 があり、それはしばしばハーフバ
ンドフィルタと呼ばれる。このフィルタによって、入力
データシーケンスｄ１のサンプルの数は補間によって２
倍にされる。新しいサンプリングシーケンスは、後続し
た時間変化補間フィルタ3 にデータシーケンスｄ５とし
て供給され、その値の一部は所定の値として並列に使用
可能であり、処理クロックは第１のクロック信号ｆ１に
よって決定される。処理クロック周波数を同時の２倍に
する処理は、そのような増加が容易に可能となる場合に
適切なものであり、それは、例えばデータシーケンスｄ
１のデータ速度が実質的にシステムクロック速度よりも
低いからである。
【００１５】時間的に不変の補間フィルタ2 は、減衰が
ａ２である（図２参照）少なくとも１つのダブル・ゼロ
がサンプリング周波数ｆ１の付近に存在し、サンプリン
グ周波数のほぼ０．５乃至１．５倍の範囲で減衰が値ａ
３以上である（図２参照）ような周波数応答曲線ｔｐ２
を有する低域通過フィルタを含んでいる。時間的に不変
の補間フィルタ2 は、入力低域通過フィルタ1 による高
い信号周波数の不所望な減衰が所定の高周波数の強調に
よって補償されるように設計されてもよい。入力データ
シーケンスｄ１に対して、入力低域通過フィルタ1 と補
間フィルタ2 との結合によって、阻止帯が１／２サンプ
リング周波数、すなわち０．５×ｆ１よりもわずかに低
い周波数から始まり、１．５倍のサンプリング周波数を
わずかに超えている低域フィルタが形成される。周波数
の複製によって、これはサンプリング周波数の２．５乃
至３．５倍ならびに対応した一層高い周波数で反復す
る。
【００１６】２０ＭＨｚのサンプリング周波数ｆ１にお
いて、２倍のサンプリング周波数２×ｆ１に位置された
信号成分は一般的に妨害物となる。これらの信号成分
は、時間的に不変の補間フィルタ2 に後続する時間変化
補間フィルタ3 の特性によって抑制される。任意の時間
値に割当てられた補間はこの時間変化補間フィルタ3 に
おいて行われ、その入力には時間的に不変の補間フィル
タ2 からの所定の値が供給される。時間変化補間フィル
タ3 の出力はデータシーケンスｄ６であり、その値は第
１のクロックｆ１と同期状態で出力される。一般的に、
データシーケンスｄ６の出力クロックｆ２へのロック
は、時間変化補間フィルタ3 においてはまだ行われな
い。
【００１７】最も簡単な場合、時間変化補間フィルタ3
は線形補間装置で実行される（図５参照）。その周波数
応答特性ｔｐ３は低域通過特性に対応し、サンプリング
周波数の２倍の２×ｆ１でゼロを有し、それはこのゼロ
の領域において少なくとも減衰値ａ４を有している（図
２参照）。干渉周波数の抑制のためにはこれで十分であ
り、高次の補間装置を使用して改良することができる。
補間の瞬間は制御装置9 によって決定され、それは対応
する時間差信号ｔｄを補間される各サンプルに供給す
る。それぞれの時間差信号ｔｄは、最も近い所定の値を
含む２つのクロックｆ１、ｆ２の時間的な評価に基づい
て計算される。
【００１８】通常そのようなサンプリング速度変換回路
は順次サンプリング速度の減少を行うので、フィルタ組
合せ装置1,2,3 に続いて上述のデシメータ4 が存在し、
それを使用して、特に２のべき数等の整数の係数によっ
てサンプリング速度の減少を行うことができる。そのよ
うな回路に特に適しているのは一次あるいは高次のＭＴ
Ａ（移動時間平均装置）フィルタであり、その理由は、
それらの設計が簡単なものだからである。デシメータ4
における低域通過フィルタはそれぞれのデシメーション
係数ｄｆに依存し、それはフィルタの次数に依存して加
重されたあるいは加重されていないサンプルを平均する
ように作用する追跡データウィンドウを定める。デシメ
ーション係数が１であるとき、回路4 は有効でない。一
般に、それぞれの整数のデシメーション係数ｄｆは制御
装置9 によって決定される。端子4.2 におけるデータシ
ーケンスd3は、第１のクロック信号ｆ１と同期する。第
２のクロックｆ２からの時間差の補償はバッファ6 によ
って行われ、その２つの制御入力は第１のクロック信号
源7 および第２のクロック信号源8 にそれぞれ接続され
ている。補間装置3 の時間的制御範囲が１オクターブを
超過しない限り、クロックのオーバーラップの問題は生
じない。また、時間変化補間フィルタ3 とデシメータ4
との間にバッファ6 を配置することが可能であり、その
場合、デシメータ4 のクロック制御もまた第２のクロッ
ク信号源8 と同期できる。
【００１９】図１においてブロック図の形態で示された
回路の個々の機能装置もまた、高速プロセッサおよびも
ちろん関連したプログラムを使用して全体的あるいは部
分的に実行される。数値例によって、フィルタ組合せ装
置の素子間でどのようにサンプリング速度の変化が分割
されるかが示される。サンプリング周波数が係数７．３
４で変化される場合、ハイブリッドシステムは係数０．
９１７５でサンプリング速度変換を実行し、デシメータ
は係数８だけサンプリング速度を減少する。ハイブリッ
ドシステムは、最初にサンプリング速度を２倍にし（厳
密に言えば、サンプルの数だけが２倍にされ、サンプリ
ング速度そのものではない。上を参照されたい）、その
後、時間差信号ｔｄを介して減少係数１．８３５を形成
する。
【００２０】図２において、図１の幾つかの信号の周波
数方式ａ／ｄＢが示されている。サンプリング周波数ｆ
１は２０．２５ＭＨｚである。入力データシーケンスｄ
１は、上方遮断周波数がほぼ６ＭＨｚであるビデオ信号
に対応する。次の行の曲線は、入力低域通過フィルタ1
のソフト周波数応答特性ｔｐ１を示している。約２．５
ＭＨｚから上のビデオ信号ｄ１の上方周波数は、既に振
幅が減少されている。第３の行は、時間的に不変の補間
フィルタ2 の低域通過フィルタの周波数応答特性ｔｐ２
を示している。高周波数成分の大きさの増加あるいは減
少は、通過帯域中の破線ｂのコースに対応する。第４の
行は、線形補間装置3 の周波数応答特性ｔｐ３を示して
おり、その２つの入力には時間的に不変の補間フィルタ
2 からの隣接したサンプルが供給される。
【００２１】図２の曲線の減衰特性ａ／ｄＢは対数的表
示に対応し、各曲線の約４５ｄＢの範囲を表わす。図２
の第５の行は、デシメータ4 の後のフィルタ組合せ装置
全体の周波数応答特性を示している。ハイブリッド補間
フィルタ2,3 およびデシメータ4 におけるサンプリング
速度の減少の設定値はこの周波数応答特性に入力され
る。図示された例の場合、時間変化補間フィルタ3 の出
力において１１ＭＨｚの補間されたサンプリング周波数
が存在し、その後、この周波数はデシメータ4 において
係数８で減少されると仮定される。従って、周波数応答
特性ｔｐ４は係数１４．７によりサンプリング速度の減
少に対応し、そこにおいて約０．７ＭＨｚより高い全て
の周波数は入力データシーケンスｄ１において抑制され
なければならず、これはフィルタ組合せ装置1,2,3,4 で
実行される。この狭帯域低域通過特性は、周波数応答曲
線ｔｐ4 の通過帯域中に存在する。周波数応答曲線ｔｐ
４の２次極大は、入力データシーケンスが１１ＭＨｚの
周波数を有し、そのデシメーション係数ｄｆ＝８である
ＭＴＡデシメータの理論的周波数応答特性に対応する。
ビデオ信号の場合、これらの２次極大は妨害とはならな
い。減衰が十分でない場合、高次のＭＴＡフィルタの使
用が必要とされるだけである。１１ＭＨｚの周波数の増
倍による領域は、拡張されたフィルタ組合せ装置1,2,3,
4 によって十分に減衰され、それによってそれらは出力
データシーケンスｄ２にとって無視できるものとなる。
サンプリング周波数ｆ１およびその多重倍に関する周波
数応答曲線ｔｐ１乃至ｔｐ３の鏡像対称の結果、サンプ
リング周波数より高い可能な干渉周波数も抑制される。
【００２２】図３において、入力低域通過フィルタ1 の
一例が示されており、その減衰特性は２次低域通過フィ
ルタのものに対応し、伝達関数Ｈ（ｚ）＝（１＋ｚ-1）
2 を有している。回路は２つの直列に接続された遅延段
12.1, 12.2を含んでおり、そのそれぞれの遅延Ｔ１は第
１のクロック信号ｆ１の周期と等しい。縦続接続された
遅延段における３つのタップは合計段13に接続されてお
り、中央タップの信号は、それを係数２で加重する乗算
器14を通して与えられる。
【００２３】時間的に不変の補間フィルタ2 の一例が図
４に示されている。そこにおいて、それぞれの遅延Ｔ１
が第１のクロック信号ｆ１の周期と等しい３つの遅延段
15.1, 15.2, 15.3の縦続接続が含まれている。縦続接続
された遅延段においてタップされたサンプルを異なって
結合することによって、所定の値あるいはサンプルｓ
（Ｔ）、ｓ（１．５Ｔ）、ｓ（２Ｔ）およびｓ（２．５
Ｔ）を形成するための個々の周波数成分が得られる。図
１に示された時間的に不変の補間フィルタの実施形態
は、単一の純粋な乗算器、４個の遅延段および４個の加
算器／減算器だけしか必要としないという利点を有して
いる。３段の縦続接続された遅延段を有する回路構成
は、３次の時間的に不変の補間フィルタに対応する。
【００２４】この時間的に不変の補間フィルタ2 のフィ
ルタ係数は変化せず、それは、要求されたサンプルの時
間がもとのサンプリングシーケンスに関して固定されて
おり、それ故“時間的に不変の補間フィルタ”と呼ばれ
る。反対に、時間変化補間フィルタ3 のフィルタ係数は
時間差信号ｔｄのそれぞれの値に依存するため、“時間
変化補間フィルタ”と呼ばれる。
【００２５】図４の回路の例において、第１の遅延段1
5.1の入力2.1 は、加算器17の第１の入力に接続されて
いる。この遅延段の出力は加算器18の第１の入力に結合
されており、加算器18の第２の入力は第３の遅延段15.3
の入力に接続されており、第３の遅延段15.3の出力は第
１の加算器17の第２の入力に結合されている。第１の加
算器17および第２の加算器18の出力は減算器19の被減数
入力および減数入力にそれぞれ接続されており、この減
算器19の出力は乗算器16を通って第３の加算器20の第１
の入力に結合される。この第３の加算器20の第２の入力
は第２の加算器18の出力に接続され、この第３の加算器
20の出力はシフト段21を通って出力2.12および遅延段1
5.4に接続されている。シフト段21は第３の加算器20の
出力値を半分にし、メモリ22から乗算係数０．５を与え
られた乗算器に対応する。乗算器16は、減算器19からの
信号成分の値を変化させる純粋な乗算器である。この信
号成分は、端子2.1 において供給されたデータシーケン
スの高い周波数範囲に対応する。それはメモリ23から読
取られた乗算係数ｂで減衰あるいは増幅され、第３の加
算器20によって濾波された信号に加算される。従って、
乗算係数ｂは、制御範囲が−３／８乃至−１／８にある
フィルタ係数を表わしている。フィルタ係数ｂによって
高い周波数に対して周波数応答曲線が上昇あるいは下降
し、それは図２の周波数のグラフの破線の曲線ｂに対応
する。
【００２６】図４のフィルタ回路を使用してｓ（Ｔ）乃
至ｓ（２．５Ｔ）の４個の所定の値が決定されるが、そ
れらは同時にタップで取出され、入力クロックｆ１の周
期Ｔ１の１／２だけ間隔を隔てられたサンプルに対応す
る。第１の遅延段15.1の出力部は第１の出力端子2.11を
形成し、シフト段21の出力部は第２の信号出力2.12を形
成し、第２の遅延段15.2の出力部は第３の出力端子2.13
を形成し、第４の遅延段15.4の出力部は第４の出力端子
2.14を形成している。後続した時間変化補間フィルタ3
が一層所定の値を要求する場合、これらは類似した回路
で生成することができる。後続した時間変化補間フィル
タ3 が線形の補間だけしか実行しない場合、図４のフィ
ルタ構造の出力端子2.11乃至2.13の出力だけが必要とさ
れる。その後、選択回路はサンプルの対ｓ（Ｔ）とｓ
（１．５Ｔ）、あるいはｓ（１．５Ｔ）とｓ（２Ｔ）の
どちらの時間差信号ｄｔが最小であるかを決定し、後続
した補間に対してこのサンプルの対を選択する。
【００２７】図５において、第１の端子3.1 および第２
の端子3.2 においてそれぞれ与えられた２つのサンプル
の間で時間差信号ｄｔに従って任意の補間を実行する線
形補間装置3 が概略的に示されている。供給されたそれ
ぞれのサンプルは、時間差信号ｔｄに従って加重装置2
4,25 によって加重される。時間差信号ｔｄは、第１お
よび第２のサンプルがどの線形シェア(share) を出力値
において有しているかを決定する。乗算器24は、端子3.
1 における第１のサンプルと時間差信号ｔｄを乗算し、
乗算器25は、端子3.2 における第２のサンプルと係数１
−ｔｄを乗算する。加算器26は２つの結果的な値を加算
し、その出力3.3 における合計は線形的に補間されたサ
ンプルである。時間差信号ｔｄは、クロック信号ｆ１の
１／２の周期である１／２×Ｔ１に正規化された数値で
ある。
【００２８】図６は、ＭＴＡデシメータ4 の概略的ブロ
ック図を示している。最も簡単な構成の場合、このＭＴ
Ａデシメータは累算器27、デシメーションスイッチ28お
よび微分器29を含んでいる。高次のＭＴＡデシメータに
おいて、所定の数の累算器27およびそれと等しい数の微
分器29が直列に接続されている。累算器は第１のクロッ
ク信号ｆ１によって制御され、微分器およびデシメーシ
ョンスイッチ28はデシメーションクロック信号ｄｆによ
って制御される。入力4.1 において供給されたデータシ
ーケンスは累算器27において合計される。所定数のサン
プルの後、累算器の内容はデシメーションスイッチ28に
よって微分器29に転送され、微分器29はそこに記憶され
た累算器の内容、すなわち、デシメーションの先行の瞬
間に割当てられた累算器の内容をその微分器に転送され
た値から減算する。従って、デシメータ4 の動作は、長
さがデシメーション係数ｄｆに依存している追跡データ
ウィンドウによって定められた多数のサンプルを平均化
する平均装置の動作に対応する。ＭＴＡフィルタの増幅
特性のために、平均化は累算器27あるいは微分器29の後
に正規化装置を要求する。デシメーション係数ｄｆが２
のべき数である場合、正規化には簡単な数学的シフトあ
るいは新しいビットの割当で十分である。いずれの場合
においても、出力データシーケンスｄ２の要求されたサ
ンプルは、出力4.2 において正確な振幅で使用できるよ
うにされなければならない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるフィルタ組合せ装置を使用してサ
ンプリング速度の変換を行うための装置の概略的ブロッ
ク図。
【図２】個々のフィルタの周波数応答特性を表わすグラ
フ。
【図３】簡単な低域通過フィルタのブロック図。
【図４】時間的に不変の補間フィルタのブロック図。
【図５】線形補間フィルタのブロック図。
【図６】ＭＴＡデシメータのブロック図。

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 第１のデータシーケンス（ｄ１）を第２
    のデータシーケンス（ｄ２）にサンプリング速度を変換
    するためのフィルタ組合せ装置において、 デジタル化クロック（ｆ１）の周波数の０．５倍および
    １．５倍の周波数の近くに少なくとも１つの第１の減衰
    値（ａ１）を有する減衰特性（ｔｐ１）の入力低域通過
    フィルタと、 整数の係数で第１のデータシーケンス（ｄ１）のサンプ
    ル数からサンプル数を増加させるための時間的に不変の
    補間フィルタと、 時間的に不変の補間フィルタから出力されるデータシー
    ケンスを補間するための時間変化補間フィルタとの直列
    接続されたフィルタ組合せ装置を具備し、 時間的に不変の補間フィルタは、デジタル化クロック
    （ｆ１）の周波数の近くに少なくとも１つの第２の減衰
    値（ａ２）を有し、本質的にデジタル化クロックの周波
    数の０．５倍乃至１．５倍の周波数の領域に少なくとも
    １つの第３の減衰値（ａ３）を有する減衰特性（ｔｐ
    ２）を有しており、 時間変化補間フィルタは、デジタル化クロック（ｆ１）
    の周波数の２倍の周波数の近くに少なくとも１つの第４
    の減衰値（ａ４）を有する減衰特性（ｔｐ３）を有して
    いることを特徴とするフィルタ組合せ装置。
  2. 【請求項２】 時間変化補間フィルタ（３）の出力デー
    タシーケンス（ｄ６）のサンプリング速度および／また
    はサンプルの数はデシメータ（４）によって整数のデシ
    メーション係数（ｄｆ）で減少される請求項１記載のフ
    ィルタ組合せ装置。
  3. 【請求項３】 入力低域通過フィルタ（１）は、ｐを２
    以上の数として、伝達関数Ｈ（ｚ）＝（１＋ｚ-2）p に
    よって定められる請求項１または２記載のフィルタ組合
    せ装置。
  4. 【請求項４】 時間的に不変の補間フィルタ（２）は供
    給された係数（ｂ）によって高い周波数のための通過帯
    域を調整することが可能である周波数応答特性（ｔｐ
    ２）を有している請求項１乃至３のいずれか１項記載の
    フィルタ組合せ装置。
  5. 【請求項５】 時間変化補間フィルタ（３）は線形補間
    を行う請求項１乃至４のいずれか１項記載のフィルタ組
    合せ装置。
  6. 【請求項６】 デシメータ（４）は本質的にＭＴＡフィ
    ルタ構造を有している請求項２記載のフィルタ組合せ装
    置。
  7. 【請求項７】 デシメーション係数（ｄｆ）は２のべき
    数である請求項６記載のフィルタ組合せ装置。
  8. 【請求項８】 シフト装置あるいはビット割当装置（３
    ０）によって、特にデシメータ（４）において振幅の正
    規化が達成される請求項７記載のフィルタ組合せ装置。
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