JPS5810011B2 - ソウニジケイシキガタタイイキツウカロハキ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は個別選択呼び出しシステム等において個有周波
数の判別を行なう回路に用いられる帯域通過沖波器に関
する。

従来抵抗ＲとコンデンサＣと演算増幅器あるいはこれと
同等の機能を有する増幅器とで構成された能動ＲＣＣ帯
域波波器して、双二次型式型帯域通過ろ波器が知られて
いるが、この型式の帯域通過沖波器をハイブリッドＩＣ
化する際に、本発明は中心周波数決定素子である２つの
コンデンサの相対偏差を押え、トラッキングを取るが、
理論値からの絶対偏差は許容し、このトラッキングの取
られた２つのコンデンサおよび帯域通過ろ波器としての
特性を決定する抵抗Ｒからなる受動回路部分と、帯域通
過沖波器としての特性によって定数値の左右されない抵
抗および能動回路部分をそれぞれのセラミック基板上に
厚膜あるいは薄膜技術を用いて構成し、これらを組合せ
ることにより、受動回路部分の抵抗の修正あるいはコン
デンサの定数変更により種々の特性の帯域通過沖波器を
小型構造で、かつ効率的に歩留りよく製造できる回路構
成で、ハイブリッドＩＣ化可能な構造の双二次型式型帯
域通過戸波器を提供しようとするものである。

以下本発明の一実施例を図面に基づいて説明する。

第１図は単同調帯域通過沖波器の周波数振幅特性を示し
、この特性は次式の入出力伝達関数で実現される。

ここでＴ（Ｓ）；伝達関数、Ｑ；尖鋭度、Ｈ；同調時に
おける利得、ωｏ−２πｆｏ、ｆｏ；中心周波数、ωｂ
−２πｆｂ、ｆｂ−３ｄＢ降下通過帯域幅、Ｓ−Ｊω、
ω−２πｆである。

（１）式の特性は第２図の双二次型式型帯域通過沖波器
として知られている回路で実現されるが、以下第２図の
回路動作について説明する。

Ｑｌ、Ｑ２．Ｑ３は演算増幅であり、説明の都合上その
特性は理想的なものとする。

ここで理想特性とは １）電圧利得＝■、１１）入力抵抗二ω、ＩＩＩ）出力
抵抗二〇、ｊＶ）入力オフセット電圧電流％Ｑ。

■）入力バイアス電流ご０．■１）周波数帯域−直流か
ら無限大まで 等の特性を有するものである。

上記条件のもとでＱｌの入出力■１．■２は次の関係式
で表わされる。

次にＣ２についての入出力ｖ２．ｖ３の関係はとなる。

Ｃ３は反転増幅機能を有し、入出力の■３゜■４の関係
は となる。

以上（２）（３）（４）式より人出力の■１．ｖ２の関
係を求めると、 が得られる。

ここでＲ５＝Ｒ６とおき、（５）式と（１）式の係数を
比較することによってＱｌ、Ｃ０，ωｂ、Ｈが決定でき
るが、この定数決定法として従来は次の方法がとられて
いる。

とすることによりＱ、ωｂ、Ｈばさらに次のようにでき
る。

ここで（７）、（８）式は （ａ）Ｒ２，Ｒａの変化によってＨおよびωｂには独立
にω。

を変えることができる。（ｂ）Ｒ１の変化によってω。

には独立にＱを変えることができる。

（Ｃ）Ｒ４の変化によってＨだけを変えることができる
。

ということを示している。

ここでこの構成をハイブリッドＩＣ化し、大量生産する
ことを考えた場合、セラミック基板上に厚膜あるいは薄
膜技術を用いて実現された各Ｃ２Ｒ素子には、必ずバラ
ツキ（通常これらは±５％程度）が生じる。

したがってこれらを吸収し、設計目標値のＱ、ωｂ、Ｈ
に調整する必要がある。

しかしこの場合Ｑの調整は３ｄＢ降下通過帯域幅ωｂを
測定する必要があること、捷たＲ１によってωｂを変化
した場合Ｈも同時に変化するので、製造工程においては
量産を妨げる要因となっている。

本発明の第１点はこの欠点を取り除き、Ｑを無調整で設
計値に収める回路構成を与えるものである。

（７）式において、２つのコンデンサＣ１，Ｃ２のトラ
ッキングを取り、Ｃ１−Ｃ２−Ｃとした場合となる。

この場合（５）式はさらに次のように変形できる。

したがって（１０）式と（１）式の係数を比較すること
により、この場合 が得られる。

ここでＲ１，Ｒ４の理論値からのバラツキおよび２つの
コンデンサのトラッキングを取り、Ｃ１−Ｃ２−Ｃとす
るが、Ｃの理論値からの絶対値のバラツキは許容した場
合に、このＣのバラツキをＲ２もしくはＲ３の抵抗値修
正で吸収し、Ｃ０を理論値になるようにした場合、利得
Ｈおよび尖鋭度Ｑにどの程度バラツキが生じるかを考え
る。

まず理論値とバラツキの関係を Ｃ′＝Ｃ（１±Δｃ／１００） Ｒ１’−Ｒ１（１±ΔＲ１／１００） Ｒ４’−Ｒ，（１±ΔＲ４／１００） ΔＣ；Ｃの絶対値のバラツキ（係） ΔＲ１；Ｒ１の 〃 （係） ΔＲ４；Ｒ４の 〃 （係）とおく。

したがって となる。

次にＱについてはとなる。

またＨ一ついてはであるから となる。

（１１）、（１２）、（１３）式から理解されるように
調整順序としては （ａ）Ｒ２もしくはＲ３の抵抗を増加する方向で修正し
、Ｃのバラツキを吸収し、Ｃ０を理論値に合わせる。

（ｂ）次に利得Ｈを理論値にＲ１の調整によって合わせ
ると、このときＲ４とＲ１バラツキは等しくなる。

従ってこのときのＱのバラツキは したがってＣとＲ４のバラツキを正負逆のものを組合わ
せ、先に説明したａ）、ｂ）の順序に従って調整し、中
心周波数と利得を理論値に合わせることにより、Ｑは無
調整で理論値になるだめ、コジデンサの組合わせとして
はトラッキングを取る必要があるも、絶対値のバラツキ
は許容できるので、コンデンサの使用範囲が広がるとい
う効果をもたらす。

あるいはＣ，Ｒ，の絶対値のバラツキに±５係許容した
ものを任意に組合わせることにより、Ｑは無調整で±１
０係に収まることが理解される。

また個別選択呼び出しシステム等に用いられる単同調帯
域ろ波器としては、従来より中心周波数、尖舞度、ある
いは利得の異なる多品種のものが必要とされ、多品種少
量生産に対応しているのが現状である。

同様にこの構成でハイブリッドＩＣ化を計った場合も多
品種少量生産を行なわざるを得ない。

本発明の第２点は上記の問題点を解決し、多品種少量生
産に効率よく、対応できる構造を提供するものである。

第３図に本実施例の回路構成、第４図にその構造を示す
。

第３図において、抵抗Ｒ７＋ＲＢは演算増幅器Ｑ１．Ｑ
２．Ｑ３を単一電源で動作させるだめＱｌ。

Ｃ２，Ｃ３に電源電圧の１／２の直流電位を与えるもの
、（１３）はバイパスコンデンサである。

先に説明したようにこの構成ではＲ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ
４，Ｃ１゜Ｃ２によって単同調帯域通過ろ波器の主要特
性が決定される。

従って本実施例では第４図の如く厚膜基板１にＲ１＋Ｒ
２ｔＲ３ｔＲ４からなる抵抗回路部分と、積層セラミッ
クコンデンサＣ１，Ｃ２（この場合Ｃ１−０２−Ｃとト
ラッキングが取れていることは云うまでもない）を構成
し、厚膜基板２に演算増幅器Ｑ１．Ｑ２．Ｑ３および特
性に影響を与えない抵抗Ｒ５，Ｒ６＋Ｒ７＋Ｒｓからな
る回路を構構成し、これをプリント基板３で接続し、回
路機能を持たせる構造としている。

４はリード線である。

本構造による具体例およびその効果について説明する。

（９）式、（１１）式において、さらにＲ２−Ｒ３−Ｒ
とした場合 となる。

（１４）式、（１５）式にもとづき、第１表に示すＥＩ
Ａ（ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣ，ＩＮＤＵＳＴＲＩＥＳ。

ＡＳＳＯＣＩＡＴＩＯＮ）規格の中心周波数表に従った
３３周波数を第２表の規格で製造する場合の中心周波数
に対するＲ１ｔ Ｒ（−Ｒ２＝Ｒｓ）ｔＲ４の値の計算結果をＣ＝］２０
００ＰＦ。

７７００ＰＦとした場合の２つについて第３表に示す。

第３表に示すように、ｆｏ範囲■においてＣ１−１２０
００ＰＦとした場合の各抵抗値の変化範囲と、ｆｏ範囲
■においてＣ＝７７００ＰＦとした場合の各抵抗値の必
要変化範囲はほぼ等しく、またＩ、Ｉ。

Ｉの各ｆ。

範囲においての抵抗値の必要変化率は５０チ程度であり
、この程度の抵抗値変化率はセラミック基板上の厚膜抵
抗のトリミングによって十分実現できる範囲にあること
は云うまでもなく、各ｆ。

範囲に含まれる中心周波数の設定は容易に行なえる。

本実施例では第３表に示す如く厚膜基板に１を２種類用
い、厚膜基板１上に構成された各厚膜抵抗を理論値に対
して±５係の許容差でトリミングすることによって修正
し、またコンデンサＣを１２０００ＰＦ±５係、７７０
０ＰＦ±５係のものを用いることにより、必要３３周波
数に分類し、さらに先に説明した調整法によって中心周
波数および利得を調整し、これによりＱを無調整で±１
０係に入れる方法を用いた。

以上本発明の構造を用いることによって、一枚のセラミ
ック基板上に第３図の回路を全て構成した場合に比較し
て 特にハイブリッドＩＣの小型化が可能となった。

特にパッケージした場合高さの低いハイブリッドＩＣが
実現された。

２）厚膜基板１上に構成された抵抗の修正、あるいはコ
ンデンサの容量の変化、もしくは厚膜基板１そのものを
変更することによって、種々の特性のＱ、ｆｏ、Ｈ等の
異なる帯域通過Ｐ波器の製造が可能となり、多品種少量
生産に対応できる製造面での効率が高まった。

３）主要特性の調整が厚膜基板１の抵抗値の修正によっ
て、全て可能であるので、抵抗値の修正を誤った場合厚
膜基板１のみの変更で済むため総合的な歩留りが向上し
た。

４）さらに初めに説明した調整法に従えば次の効果が得
られる。

例えばｆ。

−１２７，３Ｈｚ、Ｑ＝１００．Ｉ＝４０ｄＢの帯域通
過Ｐ波器を製造する場合の条件としてはＣ１−Ｃ２−Ｃ
−１２０００ＰＦで絶対値のバラツキは±５％のものを
用い、まだＲ４を理論値１０４、ＩＫΩ±５％に設定し
、Ｃの絶対値のバラツキをＲ２もしくはＲ３のトリミン
グによって抵抗値を増加させる方向で吸収し、次に同じ
く理論値よりあらかじめ低目に設定しであるＲ１を同じ
くトリミングによって抵抗値を増加させ利得が理論値に
なるようにすれば、Ｑは無調整で±１０係に収まるが、
かりに中心周波数調整時においてトリミングに誤りがあ
り、Ｒ２もしくはＲ３が高くなりすぎ結果として中心周
波数が目標値１２７．３Ｈｚより低くなった場合におい
ても、Ｒ４を新たに隣接周波数の値、例えばｆ。

−１２３，０゜Ｑ＝１．ＯＯ，Ｈ＝４０ｄＢの値の場合
の理論値Ｒ，＝１０７．８にΩに修正し、新たに中心周
波数の設定を行なえば良いことは明らかであり、厚膜基
板１の歩留りは著しく向上するという効果がもたらされ
る。

等の効果が得られるに至った。

なお本実施例では厚膜技術を用いているが以上説明した
効果は薄膜技術を用いた場合も同等の効果が得られるこ
とは云うまでもない。

【図面の簡単な説明】

第１図は単同調帯域通過沖波器の周波数振幅特性図、第
２図は従来の双二次型式型帯域通過Ｐ波器の回路構成図
、第３図は本発明の一実施例を示す回路構成図、第４図
はその構造を示す斜視図である。 １・・・・・・トラッキングの取れた２つのコンデンサ
および帯域通過ろ波器としての特性を決定する抵抗から
なる受動ＲＣ回路部分の厚膜基板、２・・・・・・帯域
通過Ｐ波器としての特性によって定数値の左右されない
抵抗および能動回路部分の厚膜基板、３・・・・・・プ
リント基板。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 中心周波数決定素子である２つのコンデンサの相対
   偏差は押え、トラッキングを取るが、理論値からの絶対
   偏差は許容し、該トラッキングの取れた２つのコンデン
   サおよび帯域戸波器としての特性を決定する抵抗からな
   る受動ＲＣ回路部分と。 特性によって定数値の左右されない抵抗および能動回路
   部分とに回路構成を分割し、それぞれを別のセラミック
   基板上に厚膜あるいは薄膜技術を用いて構成し、これら
   を組合わせだことを特徴とする双二次型式型帯域通過沖
   波器。