JPS58120352A - 正弦波検出回路 - Google Patents
正弦波検出回路Info
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- JPS58120352A JPS58120352A JP379882A JP379882A JPS58120352A JP S58120352 A JPS58120352 A JP S58120352A JP 379882 A JP379882 A JP 379882A JP 379882 A JP379882 A JP 379882A JP S58120352 A JPS58120352 A JP S58120352A
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- Japan
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- signal
- output
- circuit
- output signal
- pulse
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/20—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Quality & Reliability (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は正弦波検出回路に関し、特に、データ通信用変
復調装置において入力信号がデータ信号であるかまたは
データ信号以外の正弦波（例えば、エコーサプレッサー
の解除信号として使用される２１００（Ｈｚ〕の正弦減
勢の信号）であるかの判別等に使用される正弦波検出回
路に関する。
復調装置において入力信号がデータ信号であるかまたは
データ信号以外の正弦波（例えば、エコーサプレッサー
の解除信号として使用される２１００（Ｈｚ〕の正弦減
勢の信号）であるかの判別等に使用される正弦波検出回
路に関する。
データ通信等に使用される復調器においては、データ信
号以外は全て雑音と同じであシ、受信入力信号がデータ
信号であるかまたはそれ以外の雑音であるかを判別する
必要がある。特に、一般電話回線を利用したデータ端末
においては、エコーサプレッサーの作動および解除勢に
使用する正弦波信号も同一の回線を介して送受信される
ので、これらをデータ信号と区別する必要がある。雑音
のレベルがデータ信号のレベルに比べて十分低いときｋ
は受信入力レベルによって識別するととが可能である。
号以外は全て雑音と同じであシ、受信入力信号がデータ
信号であるかまたはそれ以外の雑音であるかを判別する
必要がある。特に、一般電話回線を利用したデータ端末
においては、エコーサプレッサーの作動および解除勢に
使用する正弦波信号も同一の回線を介して送受信される
ので、これらをデータ信号と区別する必要がある。雑音
のレベルがデータ信号のレベルに比べて十分低いときｋ
は受信入力レベルによって識別するととが可能である。
また、雑音のレベルが高いときにもその周波数スペクト
ルがランダムであるような雑音であれば、復調器の目が
開かないため、目の開き具合を監視することによりデー
タ信号と区別することができる。
ルがランダムであるような雑音であれば、復調器の目が
開かないため、目の開き具合を監視することによりデー
タ信号と区別することができる。
しかし、正弦波のような単一周波数の雑音が受信入力と
して復調されたときは、特定周波数の正弦波によっては
復調器の目が開くため、データと区別ができなくなる。
して復調されたときは、特定周波数の正弦波によっては
復調器の目が開くため、データと区別ができなくなる。
例えば、伝送速度４８００ビット／秒の変復調器では（
ＣＣＩＴＴ勧告Ｖ２勧告上２７キャリア周波数１８００
（Ｈｚ）、変調速度１６００（Ｈｚ）の８相位相変調方
式を採用しているため、６００〜３０００［Ｈｚ〕（Ｄ
範囲で２００［Ｈｚ〕間隔の周波数（６００，８００，
−，３０００（Ｈｚ：］）ｆ）正弦波が復調器に入力さ
れた場合には、復調器の目が開くときかあシ、データ信
号の入力と識別することが不可能になる。
ＣＣＩＴＴ勧告Ｖ２勧告上２７キャリア周波数１８００
（Ｈｚ）、変調速度１６００（Ｈｚ）の８相位相変調方
式を採用しているため、６００〜３０００［Ｈｚ〕（Ｄ
範囲で２００［Ｈｚ〕間隔の周波数（６００，８００，
−，３０００（Ｈｚ：］）ｆ）正弦波が復調器に入力さ
れた場合には、復調器の目が開くときかあシ、データ信
号の入力と識別することが不可能になる。
そこで、従来の復調器では、特定の周波数（例エバ、エ
コーサプレッサーの解除信号２１００（Ｈｌ））の正弦
波のみを考え、該特定周波数をリジェクタによシ除去す
るか、または、狭帯域通過ろ波器によシ抽出することに
よシ判別するようにしている。
コーサプレッサーの解除信号２１００（Ｈｌ））の正弦
波のみを考え、該特定周波数をリジェクタによシ除去す
るか、または、狭帯域通過ろ波器によシ抽出することに
よシ判別するようにしている。
このため、２つ以上の正弦波信号を使用するときには、
それぞれの周波数に対するフィルタが必要になるという
欠点がある。また、特定周波数以外の単−周波数雑音に
対しては、これを除去または識別することができないと
いう欠点もある。
それぞれの周波数に対するフィルタが必要になるという
欠点がある。また、特定周波数以外の単−周波数雑音に
対しては、これを除去または識別することができないと
いう欠点もある。
本発明の目的は上述の欠点を除去し単一周波数の信号に
対して周波数の如何にかかわらずデータ信号と区別して
認識することができる正弦波検出回路を提供することに
ある。
対して周波数の如何にかかわらずデータ信号と区別して
認識することができる正弦波検出回路を提供することに
ある。
本発明の正弦波検出回路は、入力信号を予め定めた時間
だけ遅延させる第１の遅延手段からの出力信号を前記予
め定めた時間だけ遅延させる第２の遅延手段と、前記入
力信号の共役信号と前記第１の遅延手段からの出力信号
とを複素乗算する第１の複累乗手段と、前記第１の遅延
手段からの出力信号の共役信号と前記第２の遅延手段か
らの出力信号とを複素乗算する第２の複素乗算手段と、
前記第１の複素乗算手段からの出力信号と前記第２の複
素乗算手段の出力信号との差を出力する減算手段と、該
減算手段の出力信号の絶対値の二乗を出力する二乗手段
と、前記入力信号の絶対値の四乗を出力する四乗手段と
、該四乗手段からの出力信号と予め定め九定数をと乗算
する乗算手段と、該乗算手段からの出力信号と前記二乗
手段からの出力信号との振幅を比較しこの比較結果に応
答して２値化号を出力するレベル比較手段と、該レベル
比較手段からの２値化号を一定周期で検出しこのときの
該２値化号の状態に応答してカウントアツプまたはカウ
ントダウンを行なうアップダウンカウンタと、該アップ
ダウンカウンタの内容が予め定めた上限値を越えたとき
には前記アップダウンカウンタを初期化するとともに第
１のパルスを出力し前記アップダウンカウンタの内容が
予め定めた下限値を越えたときには前記アップダウンカ
ウンタを初期化するとともに第２のパルスを出力する比
較手段と、前記第１のパルスと第２のパルスとを判別し
この判別結果に応答して２値化号を出力する判別手段と
から構成される。
だけ遅延させる第１の遅延手段からの出力信号を前記予
め定めた時間だけ遅延させる第２の遅延手段と、前記入
力信号の共役信号と前記第１の遅延手段からの出力信号
とを複素乗算する第１の複累乗手段と、前記第１の遅延
手段からの出力信号の共役信号と前記第２の遅延手段か
らの出力信号とを複素乗算する第２の複素乗算手段と、
前記第１の複素乗算手段からの出力信号と前記第２の複
素乗算手段の出力信号との差を出力する減算手段と、該
減算手段の出力信号の絶対値の二乗を出力する二乗手段
と、前記入力信号の絶対値の四乗を出力する四乗手段と
、該四乗手段からの出力信号と予め定め九定数をと乗算
する乗算手段と、該乗算手段からの出力信号と前記二乗
手段からの出力信号との振幅を比較しこの比較結果に応
答して２値化号を出力するレベル比較手段と、該レベル
比較手段からの２値化号を一定周期で検出しこのときの
該２値化号の状態に応答してカウントアツプまたはカウ
ントダウンを行なうアップダウンカウンタと、該アップ
ダウンカウンタの内容が予め定めた上限値を越えたとき
には前記アップダウンカウンタを初期化するとともに第
１のパルスを出力し前記アップダウンカウンタの内容が
予め定めた下限値を越えたときには前記アップダウンカ
ウンタを初期化するとともに第２のパルスを出力する比
較手段と、前記第１のパルスと第２のパルスとを判別し
この判別結果に応答して２値化号を出力する判別手段と
から構成される。
次に本発明について図面を参照して詳細に説明する。
図は本発明の一実施例を示すブロック図である。
遅延回路１および２は縦続に接続されておシ、遅延回路
１への入力信号ａは共役回路３に与えられ、該共役回路
３の出力信号ｄと前記遅延回路１の出力信号すとは複素
乗算器５に与えられる。また、前記遅延回路２への入力
信号すは共役回路４に与えられており、該共役回路４の
出力信号Ｃとｆおよびｇは減算器７に与えられ、該減算
器７の出力信号りは二乗回路８によシ絶対値の二乗値信
号ふとして出力される。
１への入力信号ａは共役回路３に与えられ、該共役回路
３の出力信号ｄと前記遅延回路１の出力信号すとは複素
乗算器５に与えられる。また、前記遅延回路２への入力
信号すは共役回路４に与えられており、該共役回路４の
出力信号Ｃとｆおよびｇは減算器７に与えられ、該減算
器７の出力信号りは二乗回路８によシ絶対値の二乗値信
号ふとして出力される。
前記入力信号ａ社四乗回路９にも与えられ、該四乗回路
９の出力信号ｊは乗算器１０により一定定数αと乗算さ
れ、出力信号にとなる。
９の出力信号ｊは乗算器１０により一定定数αと乗算さ
れ、出力信号にとなる。
レベル比較回路１１は二乗回路８の出力信号ｉと乗算器
１０の出力信号にとを入力とし、出力信号にと最との振
幅の大小関係によシ、（信号にの振幅）〉（＠号ｌの振
幅）のときは＠１”を、（信号にの振幅）〈（信号轟の
振幅）のときは′″０＃を出力信号ｔとして出力する。
１０の出力信号にとを入力とし、出力信号にと最との振
幅の大小関係によシ、（信号にの振幅）〉（＠号ｌの振
幅）のときは＠１”を、（信号にの振幅）〈（信号轟の
振幅）のときは′″０＃を出力信号ｔとして出力する。
レベル比較回路１１の出力り信号はアップダウンカウン
タ１２に与えられる。アップダウンカウンタ１２は、信
号ｔが１１”のときには一定量づつ一定周期で加算され
、信号ｔが１０＃のときには一定量づつ一定周期で減算
される。アップダウンカウンタ１２のカウンタ出力ｍは
コンパレータ１３および１４に入力されている。該コン
パレータ１３では、前記カウンタ出力ｍと予め定めた上
限値ＭＭＡＸとを比較しｍ＞ＭｙＡｘとなったときにカ
ウンタクリアパルス０として″１″を出力するとともに
セットパルスｒとして１１＃を出力する。
タ１２に与えられる。アップダウンカウンタ１２は、信
号ｔが１１”のときには一定量づつ一定周期で加算され
、信号ｔが１０＃のときには一定量づつ一定周期で減算
される。アップダウンカウンタ１２のカウンタ出力ｍは
コンパレータ１３および１４に入力されている。該コン
パレータ１３では、前記カウンタ出力ｍと予め定めた上
限値ＭＭＡＸとを比較しｍ＞ＭｙＡｘとなったときにカ
ウンタクリアパルス０として″１″を出力するとともに
セットパルスｒとして１１＃を出力する。
また、前記コンパレータＩ４は、前記カウンタ出力ｍと
予め定めた下限値ＭＭＩＮとを比較し、ｍ〈ＭＭＩＮと
なったときにカウンタクリアパルスｎとして“１”を出
力するとともにリセットパルスｑとして１１＃を出力す
る。前記カウンタクリアパルス０およびｎ拡オア回路１
５により論理和がとられ、該オア回路１５の出力信号ｐ
が１１２となったとき前記アップダウンカウンタ１２が
初期化される。フリップフロップ１６は前記セットパル
スｒおよびリセットパルスｑによりそれぞれセットおよ
びリセットされ、該フリップフロップの出力として１１
＃および“０”が端子Ｂに得られる。
予め定めた下限値ＭＭＩＮとを比較し、ｍ〈ＭＭＩＮと
なったときにカウンタクリアパルスｎとして“１”を出
力するとともにリセットパルスｑとして１１＃を出力す
る。前記カウンタクリアパルス０およびｎ拡オア回路１
５により論理和がとられ、該オア回路１５の出力信号ｐ
が１１２となったとき前記アップダウンカウンタ１２が
初期化される。フリップフロップ１６は前記セットパル
スｒおよびリセットパルスｑによりそれぞれセットおよ
びリセットされ、該フリップフロップの出力として１１
＃および“０”が端子Ｂに得られる。
入力端千人から与えられる入力信号ａは、データ通信用
変復調装置の受信入力を復調して得られた複素ベースバ
ンド信号であシ（デジタル信号でもアナログ信号でもよ
い）、前記遅延回路ｌおよび２、複素乗算器５および６
ならびに減算器７岬は全て複素数（または複素量）を処
理する回路である。また、遅延回路１および２の遅延時
間はいずれもτであって等しい。共役回路３および４は
それぞれ入力信号署およびｂの複素共役をとる回路であ
る。
変復調装置の受信入力を復調して得られた複素ベースバ
ンド信号であシ（デジタル信号でもアナログ信号でもよ
い）、前記遅延回路ｌおよび２、複素乗算器５および６
ならびに減算器７岬は全て複素数（または複素量）を処
理する回路である。また、遅延回路１および２の遅延時
間はいずれもτであって等しい。共役回路３および４は
それぞれ入力信号署およびｂの複素共役をとる回路であ
る。
減算器７は前記複素乗算器５および６の出力信号ｆおよ
びｇのそれぞれの実数部および虚数部を別々に減算する
。二乗回路８は、例えば減算器７の出力信号りの実数部
の二乗値と虚数部の二乗値を加えること等によって、入
力信号りの絶対値の二乗値を出力する回路である。また
、四乗回路９社二乗回路とこの出力を二乗する乗算器を
組み合わせた回路すなわち入力信号１の絶対値の四乗値
を出力する回路でＴｏシ、乗算器１０は入力信号ｊと一
定定数αとを乗算する回路である。
びｇのそれぞれの実数部および虚数部を別々に減算する
。二乗回路８は、例えば減算器７の出力信号りの実数部
の二乗値と虚数部の二乗値を加えること等によって、入
力信号りの絶対値の二乗値を出力する回路である。また
、四乗回路９社二乗回路とこの出力を二乗する乗算器を
組み合わせた回路すなわち入力信号１の絶対値の四乗値
を出力する回路でＴｏシ、乗算器１０は入力信号ｊと一
定定数αとを乗算する回路である。
次に本実施例の動作について鮒明する。入力信号ａは時
間ｔの関数であシ、これを８（ｔ）とすると、乗算器５
の一方の入力信号ｄは８”（ｔ） （ことで、１＊”
は複素共役を表わす）となる。一方、遅延回路１の出力
信号すは８（ｔ−ｒ） となる。したがって、乗算器
５の出力ｆは、 ｆ−ｓ”（ｔ）・８（を−τ） となる。同様に、乗算器６の出力ｇは、ｇは８シｔ−τ
）・５（ｔ−２τ） となるから、ざ算ｔ！Ｐ７の出力りは、ｈ ＝ ８”（
ｔ）・８（ｔ−τ）−８”（ｔ−ｆ）・５（ｔ−２丁）
となる。骸出力りは、入力信号ａが正弦波のときは０に
なシ、また、正弦波に多少の白色雑音が混入されている
ときにおいても０に近い値となる。
間ｔの関数であシ、これを８（ｔ）とすると、乗算器５
の一方の入力信号ｄは８”（ｔ） （ことで、１＊”
は複素共役を表わす）となる。一方、遅延回路１の出力
信号すは８（ｔ−ｒ） となる。したがって、乗算器
５の出力ｆは、 ｆ−ｓ”（ｔ）・８（を−τ） となる。同様に、乗算器６の出力ｇは、ｇは８シｔ−τ
）・５（ｔ−２τ） となるから、ざ算ｔ！Ｐ７の出力りは、ｈ ＝ ８”（
ｔ）・８（ｔ−τ）−８”（ｔ−ｆ）・５（ｔ−２丁）
となる。骸出力りは、入力信号ａが正弦波のときは０に
なシ、また、正弦波に多少の白色雑音が混入されている
ときにおいても０に近い値となる。
入力信号が位相のランダムに変化するデータ信号のとき
線、出力りの値は時間的に大きく変動することになる。
線、出力りの値は時間的に大きく変動することになる。
また、四乗回路９の出力ｊは、
」士ｌ５（ｔ）Ｉ’ （”Ｉ ｌ’は絶対値をあら
れす）となる。この出力ｊは、入力信号ａが正弦波のと
きＫは一定値となるが、データ信号のときには時間的に
大きく変動する値となる。
れす）となる。この出力ｊは、入力信号ａが正弦波のと
きＫは一定値となるが、データ信号のときには時間的に
大きく変動する値となる。
すなわち、入力信号ａが正弦波のときには、８（ｔ）
＝ Ａｅ ｊＷ’ とすると、前記減算器７の出力りは、 ｋ＝０ となる。よって、二乗回路８の出力ｉは、１＝０ と表る。また、四乗回路９の出力ｊは、ｊ＝ Ａ４ となる。よって、乗算器１００乗数ａを正の数に選べば
、 ｋ＝αＡ ）Ｑ となシ、レベル比較回路１１の出力ｔ Ｂ 、常に、１
１”となる。
＝ Ａｅ ｊＷ’ とすると、前記減算器７の出力りは、 ｋ＝０ となる。よって、二乗回路８の出力ｉは、１＝０ と表る。また、四乗回路９の出力ｊは、ｊ＝ Ａ４ となる。よって、乗算器１００乗数ａを正の数に選べば
、 ｋ＝αＡ ）Ｑ となシ、レベル比較回路１１の出力ｔ Ｂ 、常に、１
１”となる。
ところが、入力信号ａが、位相のランダムに変化するデ
ータ信号のときには、レベル比較回路１１への入力信号
１およびｋが共に時間ｔＫより大きくランダムに変動す
るため、レベル比較回路１１の出力りは１１”と＠０＃
とを２ンダムにとる値となる。よって、レベル比較回路
１１の出力ｔを適当にフィルタリングすることによシ正
弦波とデータ信号とを判別することができる。
ータ信号のときには、レベル比較回路１１への入力信号
１およびｋが共に時間ｔＫより大きくランダムに変動す
るため、レベル比較回路１１の出力りは１１”と＠０＃
とを２ンダムにとる値となる。よって、レベル比較回路
１１の出力ｔを適当にフィルタリングすることによシ正
弦波とデータ信号とを判別することができる。
アップダウンカウンタ１２と、コンパレータ１３および
１４と、フリップ７０ツブ１６と、オア回路１５とでラ
ンダムウオークフィルタを構成しておシ、コンパレータ
１３および１４の上限値λｉＭＡｘおよび下限値ＭＭＩ
Ｎを適当に選ぶことによシ、アップダウンカウンタ１２
への入力ｔが１１”の連続かまたは１０”に比べて″ｌ
″の割合が非常に多いときには、フリップ７０ツブ１６
の出力Ｓが常に＠１”となシ入力信号ａが正弦波である
ことを示し、一方、入力ｔが１１″と′″０”との相方
をランダムにとるときには、出力Ｓが常に”０＃となシ
、入力信号ａは正弦波でないことを示すように動作する
。二乗回路８の出力ｉは入力信号ａが白色雑音等を含ん
だ正弦波であるときには０とならず、白色絨音等の電力
に応じ九大きさをとるが、乗算器１０の乗数αを適当に
大きな値に選ぶことによシ、入力信号ａの正弦波成分に
比べて白色雑音等の成分が十分に小さいときには、レベ
ル比較回路１１の入力にとｉの間Ｋ（信号にの振（転）
〉（信号五の振幅）の関係を持たせることができ、同様
に１正弦波検出を行表うことができる。
１４と、フリップ７０ツブ１６と、オア回路１５とでラ
ンダムウオークフィルタを構成しておシ、コンパレータ
１３および１４の上限値λｉＭＡｘおよび下限値ＭＭＩ
Ｎを適当に選ぶことによシ、アップダウンカウンタ１２
への入力ｔが１１”の連続かまたは１０”に比べて″ｌ
″の割合が非常に多いときには、フリップ７０ツブ１６
の出力Ｓが常に＠１”となシ入力信号ａが正弦波である
ことを示し、一方、入力ｔが１１″と′″０”との相方
をランダムにとるときには、出力Ｓが常に”０＃となシ
、入力信号ａは正弦波でないことを示すように動作する
。二乗回路８の出力ｉは入力信号ａが白色雑音等を含ん
だ正弦波であるときには０とならず、白色絨音等の電力
に応じ九大きさをとるが、乗算器１０の乗数αを適当に
大きな値に選ぶことによシ、入力信号ａの正弦波成分に
比べて白色雑音等の成分が十分に小さいときには、レベ
ル比較回路１１の入力にとｉの間Ｋ（信号にの振（転）
〉（信号五の振幅）の関係を持たせることができ、同様
に１正弦波検出を行表うことができる。
また、上述の動作は、入力信号ａが正弦波であればよい
のであって、その周波数には無関係である。したがって
、複数の正弦波が使用される回線であっても、上記正弦
波検出回路を１つ備えればよく、従来のように、正弦波
信号周波数の各々に対応した帯域フィルタ等を備える必
要はない。
のであって、その周波数には無関係である。したがって
、複数の正弦波が使用される回線であっても、上記正弦
波検出回路を１つ備えればよく、従来のように、正弦波
信号周波数の各々に対応した帯域フィルタ等を備える必
要はない。
また、上述の動作線基本的に入力信号１の絶対レベルに
無関係であシ、入力信号ａに十分なＡＧＣがかかつてい
ること岬は要求されない。また、上述の構成状、全てデ
ィジタル処理で行うことが可能であるからＬＳＩやマイ
ク四プロセッサによシ容易に構成することができる。
無関係であシ、入力信号ａに十分なＡＧＣがかかつてい
ること岬は要求されない。また、上述の構成状、全てデ
ィジタル処理で行うことが可能であるからＬＳＩやマイ
ク四プロセッサによシ容易に構成することができる。
以上のように１本発明には、データ信号と正弦波信号と
を従来のように正弦波信号の数に応じた帯域ろ波器環を
必要とせずに簡単な回路構成によシ判別することができ
しかも入力信号の絶対レベルに依存しないため入力信号
の立ち上がり時および入力信号にレベルヒツト等があっ
たときにも安定に動作するという効果がある。
を従来のように正弦波信号の数に応じた帯域ろ波器環を
必要とせずに簡単な回路構成によシ判別することができ
しかも入力信号の絶対レベルに依存しないため入力信号
の立ち上がり時および入力信号にレベルヒツト等があっ
たときにも安定に動作するという効果がある。
図は本発明の一夾施例を示すブロック図である。
１・・・・・・遅延回路、２・・・・・・遅延回路、３
・・・・・・共役回路、４・・・・・・共役回路、５・
・・・・・！Ｊｉ素乗算器、６・・・・・・複素乗算器
、７・・・・・・減算器、８・・・・・・二乗回路、９
・・・・・・四乗回路、１０・・・・・・乗算器、１１
・・・・・・レベル比転回路、１２・・・・・・アップ
ダウンカウンタ、１３・・・・・・コンパレータ、１４
・・・・・・コンパレータ、１５・・・・・・オア回路
、１６・・・・・・フリップフロップ。
・・・・・・共役回路、４・・・・・・共役回路、５・
・・・・・！Ｊｉ素乗算器、６・・・・・・複素乗算器
、７・・・・・・減算器、８・・・・・・二乗回路、９
・・・・・・四乗回路、１０・・・・・・乗算器、１１
・・・・・・レベル比転回路、１２・・・・・・アップ
ダウンカウンタ、１３・・・・・・コンパレータ、１４
・・・・・・コンパレータ、１５・・・・・・オア回路
、１６・・・・・・フリップフロップ。
Claims (1)
- 入力信号を予め定めた時間だけ遅延させる第１の遅延手
段と、該第１の遅延手段からの出力信号を前記予め定め
た時間と等しい時間だけ遅延させる第２の遅延手段と、
前記入力信号の共役信号と前記第１の遅延手段からの出
力信号とを複素乗算する第１の複素乗算手段と、前記第
１の遅延手段からの出力信号の共役信号と前記第２の遅
延手段からの出力信号とを複素乗算する第２の複素乗算
手段と、前記第１の複素乗算手段からの出力信号と前記
第２の複素乗算手段からの出力信号との差を出力する減
算手段と、該減算手段からの出力信号の絶対値の二乗を
出力する二乗手段と、前記入力信号の絶対値の四乗を出
力する四乗手段と、該四乗手段からの出力信号と予め定
めた定数とを乗算する乗算手段と、該乗算手段からの出
力信号と前記二乗手段からの出力信号との振幅を比較し
夕この比較結果に応答して２値信号を出力するレベル比
較手段と、該レベル比較手段からの２値信号を一定周期
で検出しこのときの該２値信号の状態に応答してカウン
トアツプまたはカウントダウンを行なうアップダウンカ
ウンタと、骸アップダウンカウンタの内容が予め定めた
上限値を越えたときには前記アップダウンカウンタを初
期化するとともに第１のパルスを出力し前記アップダウ
ンカウンタの内容が予め定めた下限値を越えたときには
前記アップダウンカウンタを初期化するとともに第２の
パルスを出力する比較手段と、前記第１のパルスと第２
のパルスとを判別しこの判別結果に応答して２値信号を
出力する判別手段とから構成されたことを特徴とする正
弦波検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP379882A JPS58120352A (ja) | 1982-01-13 | 1982-01-13 | 正弦波検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP379882A JPS58120352A (ja) | 1982-01-13 | 1982-01-13 | 正弦波検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58120352A true JPS58120352A (ja) | 1983-07-18 |
| JPS6362149B2 JPS6362149B2 (ja) | 1988-12-01 |
Family
ID=11567209
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP379882A Granted JPS58120352A (ja) | 1982-01-13 | 1982-01-13 | 正弦波検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58120352A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6148261A (ja) * | 1984-08-14 | 1986-03-08 | Fujitsu Ltd | アンサ−バツクト−ン検出方法 |
-
1982
- 1982-01-13 JP JP379882A patent/JPS58120352A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6148261A (ja) * | 1984-08-14 | 1986-03-08 | Fujitsu Ltd | アンサ−バツクト−ン検出方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6362149B2 (ja) | 1988-12-01 |
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