JPH0634484B2 - トーン検出方法 - Google Patents
トーン検出方法Info
- Publication number
- JPH0634484B2 JPH0634484B2 JP59169755A JP16975584A JPH0634484B2 JP H0634484 B2 JPH0634484 B2 JP H0634484B2 JP 59169755 A JP59169755 A JP 59169755A JP 16975584 A JP16975584 A JP 16975584A JP H0634484 B2 JPH0634484 B2 JP H0634484B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- component
- tone
- output
- phase
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交換回線を利用して通信を行なう際に呼出さ
れた相手側（着呼側）が自動着信した時に発呼側に出力
するアンサーバックトーンの検出方法に関し、特に回線
上の雑音によって誤検出が生じないように改良したトー
ン検出方法に関する。
れた相手側（着呼側）が自動着信した時に発呼側に出力
するアンサーバックトーンの検出方法に関し、特に回線
上の雑音によって誤検出が生じないように改良したトー
ン検出方法に関する。
一般に交換回線を利用してデータ伝送を行なうには、第
５図に示す様にデータを音声帯域の信号に変復調するモ
デムが利用される。そして接続手順は電話器と同一であ
って、発呼側モデムＡからダイヤル信号を与えて着呼側
モデムＢを呼出す。着呼側モデムＢは自動着信機能を有
しており、自動着信を行なうと発呼側にアンサーバック
トーン（ＡＢＴ）を返送する。
５図に示す様にデータを音声帯域の信号に変復調するモ
デムが利用される。そして接続手順は電話器と同一であ
って、発呼側モデムＡからダイヤル信号を与えて着呼側
モデムＢを呼出す。着呼側モデムＢは自動着信機能を有
しており、自動着信を行なうと発呼側にアンサーバック
トーン（ＡＢＴ）を返送する。
発呼側モデムＡでは、このアンサーバックトーンを検出
し、着信側モデムＢの自動着信実行を認識し、データ伝
送の準備等を行なう。
し、着信側モデムＢの自動着信実行を認識し、データ伝
送の準備等を行なう。
このアンサーバックトーンには特定周波数が与えられて
おり、米国では２０２５Hz、ヨーロッパでは２１００Hz
である。
おり、米国では２０２５Hz、ヨーロッパでは２１００Hz
である。
このため、各モデムにはアンサーバックトーン検出部が
設けられており、従来第６図に示す様な方法が用いられ
ていた。即ち、回線からの信号を搬送波で復調し、ロー
ルオフフィルタで波形整形した後、ＡＧＣ（自動利得制
御）回路で利得制御された出力ＡＧＣｏｕｔを各々２０
２５Hz、２１００Hzの通過帯域特性を有するフィルタ１
０、１１に通過せしめ、２０２５Hz又は２１００Hz成分
の信号を抽出し、加算回路１２を介し、スライサ兼積分
回路１３に入力せしめ、積分後所定のスライスレベルで
スライスしてアンサーバックトーンを検出していた。従
って、フィルタ１０、１１で周波数成分を直流成分に変
換し、その直流成分のレベルを判定してアンサーバック
トーンを検出するものであった。
設けられており、従来第６図に示す様な方法が用いられ
ていた。即ち、回線からの信号を搬送波で復調し、ロー
ルオフフィルタで波形整形した後、ＡＧＣ（自動利得制
御）回路で利得制御された出力ＡＧＣｏｕｔを各々２０
２５Hz、２１００Hzの通過帯域特性を有するフィルタ１
０、１１に通過せしめ、２０２５Hz又は２１００Hz成分
の信号を抽出し、加算回路１２を介し、スライサ兼積分
回路１３に入力せしめ、積分後所定のスライスレベルで
スライスしてアンサーバックトーンを検出していた。従
って、フィルタ１０、１１で周波数成分を直流成分に変
換し、その直流成分のレベルを判定してアンサーバック
トーンを検出するものであった。
しかしながら、従来の方法では、回線上に雑音がのると
検出誤差が生じるという問題点があった。即ち、従来の
方法では、フィルタ１０、１１を通過する雑音がある
と、これによって誤検出が生じる。特に交換回線におい
ては、漏話等によってベル音や話中音、音声等が通常の
雑音に混入しており、係るフィルタ１０、１１を通過し
てしまう雑音が発生しやすく、その解決が望まれてい
た。
検出誤差が生じるという問題点があった。即ち、従来の
方法では、フィルタ１０、１１を通過する雑音がある
と、これによって誤検出が生じる。特に交換回線におい
ては、漏話等によってベル音や話中音、音声等が通常の
雑音に混入しており、係るフィルタ１０、１１を通過し
てしまう雑音が発生しやすく、その解決が望まれてい
た。
本発明は、雑音の大なる回線においても安定した誤検出
の少ないトーン検出の可能なトーン検出方法を提供する
にある。
の少ないトーン検出の可能なトーン検出方法を提供する
にある。
このため、本発明は、受信した受信信号から所定周波数
のトーン信号を検出するトーン検出方法において、搬送
波で復調された受信信号の同相成分Ｘ、直交成分Ｙの、
複素数Ｘ＋ｊＹに対し、ｔ時刻前の同相成分Ｘ′、直交
成分Ｙ′の複素共役Ｘ′−ｊＹ′による差分（Ｘ＋ｊ
Ｙ）・（Ｘ′−ｊＹ′）をとって位相差信号の同相成分
Ｘと直交成分Ｙを得るステップと、前記位相差信号の同
相成分Ｘ、直交成分Ｙの各々の直流成分の同相成分Ｘと
直交成分Ｙとを抽出する抽出ステップと、前記同相成分
Ｘと直交成分Ｙとのベクトル面である周波数及び振幅判
定面で、前記直流成分の同相成分Ｘと直交成分Ｙで示す
ベクトルが所定の周波数範囲内にあるかを判定するステ
ップを有し、該判定によってトーン信号の検出を行うこ
とを特徴とする。
のトーン信号を検出するトーン検出方法において、搬送
波で復調された受信信号の同相成分Ｘ、直交成分Ｙの、
複素数Ｘ＋ｊＹに対し、ｔ時刻前の同相成分Ｘ′、直交
成分Ｙ′の複素共役Ｘ′−ｊＹ′による差分（Ｘ＋ｊ
Ｙ）・（Ｘ′−ｊＹ′）をとって位相差信号の同相成分
Ｘと直交成分Ｙを得るステップと、前記位相差信号の同
相成分Ｘ、直交成分Ｙの各々の直流成分の同相成分Ｘと
直交成分Ｙとを抽出する抽出ステップと、前記同相成分
Ｘと直交成分Ｙとのベクトル面である周波数及び振幅判
定面で、前記直流成分の同相成分Ｘと直交成分Ｙで示す
ベクトルが所定の周波数範囲内にあるかを判定するステ
ップを有し、該判定によってトーン信号の検出を行うこ
とを特徴とする。
本発明では、正規のアンサーバックトーン等のトーン信
号は単一周波数の信号であるから、時間軸上で位相差を
とると一定となる。従って、複素共役による差分によっ
てベクトル面での位相差を求め、周波数相関を直流相関
におとし、更に直流成分を抽出することにより、位相差
に相関のある単一周波数成分のみが抽出される。これを
目的とするトーンの周波数か否かを周波数面で判定すれ
ば、トーンの検出ができることになる。即ち、周波数相
関を直流相関におとし、直流相関から相関のある単一周
波数成分を抽出し、これから所定周波数のトーンを検出
しようとするものである。
号は単一周波数の信号であるから、時間軸上で位相差を
とると一定となる。従って、複素共役による差分によっ
てベクトル面での位相差を求め、周波数相関を直流相関
におとし、更に直流成分を抽出することにより、位相差
に相関のある単一周波数成分のみが抽出される。これを
目的とするトーンの周波数か否かを周波数面で判定すれ
ば、トーンの検出ができることになる。即ち、周波数相
関を直流相関におとし、直流相関から相関のある単一周
波数成分を抽出し、これから所定周波数のトーンを検出
しようとするものである。
以下、本発明を一実施例により詳細に説明する。
第１図は本発明の一実施例構成図であり、１はＡＧＣ
（自動利得制御）部であり、回線からの受信信号を搬送
波で復調後ロールオフフィルタで波形整形された信号の
レベルを均一化するもの、２は複素共役差分部であり、
後述する様に入力信号のサンプリング時間分前後する信
号の複素共役差分を求めて、それら信号の位相差成分を
得るもの、３はローパスフィルタ部であり、複素共役差
分部２の出力の直流成分を抽出するもの、４は判定部で
あり、ローパスフィルタ部３の出力を所定の周波数面で
判定して、アンサーバックトーンを検出するものであ
る。尚、これら各部はシグナルプロセッサが実行する処
理によっても実現できる。
（自動利得制御）部であり、回線からの受信信号を搬送
波で復調後ロールオフフィルタで波形整形された信号の
レベルを均一化するもの、２は複素共役差分部であり、
後述する様に入力信号のサンプリング時間分前後する信
号の複素共役差分を求めて、それら信号の位相差成分を
得るもの、３はローパスフィルタ部であり、複素共役差
分部２の出力の直流成分を抽出するもの、４は判定部で
あり、ローパスフィルタ部３の出力を所定の周波数面で
判定して、アンサーバックトーンを検出するものであ
る。尚、これら各部はシグナルプロセッサが実行する処
理によっても実現できる。
第１図実施例構成の動作について第２図、第３図を用い
て説明すると、ロールオフフィルタの出力はＡＧＣ部１
で利得制御され、回線変動によるレベル変化が補償さ
れ、複素共役差分部２へ入力する。複素共役差分部２で
は、時間的に前後する２つの入力信号の複素共役差分を
求め、その位相差を得る。即ち、ＡＧＣ出力を同相成分
ｘ(Real)、直交成分ｙ(Imaginary)とし、ｔ時刻前のＡ
ＧＣ出力を同相成分ｘ′(Real)、直交成分ｙ′(Imagina
ry)とすると、複素共役差分出力（Ｘ＋ｊＹ）は以下の
式で表される。
て説明すると、ロールオフフィルタの出力はＡＧＣ部１
で利得制御され、回線変動によるレベル変化が補償さ
れ、複素共役差分部２へ入力する。複素共役差分部２で
は、時間的に前後する２つの入力信号の複素共役差分を
求め、その位相差を得る。即ち、ＡＧＣ出力を同相成分
ｘ(Real)、直交成分ｙ(Imaginary)とし、ｔ時刻前のＡ
ＧＣ出力を同相成分ｘ′(Real)、直交成分ｙ′(Imagina
ry)とすると、複素共役差分出力（Ｘ＋ｊＹ）は以下の
式で表される。
Ｘ＋ｊＹ＝（ｘ＋ｊｙ）・（ｘ′−ｊｙ′）(1) ＝（ｘｘ′＋ｙｙ′）＋ｊ（ｙｘ′−ｘｙ′）(2) ∴Ｘ＝ｘｘ′＋ｙｙ′(3) Ｙ＝ｙｘ′−ｘｙ′(4) 単一周波数成分であれば、ｔ時刻離れた入力信号の位相
差は一定であるから、それらの間の複素共役差分は一
定、即ち、直流成分となる。一方、単一周波数成分でな
いランダムな周波数成分は位相差が一定でないため、直
流にはならない。そこで、ローパスフィルタ部３で直流
成分のみを抽出する。このため、第２図のｂに示す様な
通過帯域特性をローパスフィルタ部３に持たせ、位相差
に相関のある、単一周波数成分である直流成分を抽出す
る。これによってノイズのほとんどは除去される。尚、
第２図のａはロールオフフィルタの通過帯域特性であ
る。更に、アンサーバックトーンの周波数の単一周波数
成分のみを抽出するため判定部４は第３図の判定面によ
り判定を行なう。ここで、検出周波数範囲を２０２５Hz
に対しては、２０２５Hz±7.0％（１８８３〜２１６７H
z）、２１００Hzに対しては、２１００Hz±7.0％（１９
５３〜２２４７Hz）とし、その中心周波数を２０６２．
５Hzとする。そして、復調搬送波を１８００Hzとする
と、前述のローパスフィルタ部３の出力は、第３図周波
数面における原点Ｏを中心とするベクトルであり、これ
を点Ｐ１とする。一方、前述の検出周波数範囲から周波
数面でのＡＢＴ（アンサーバックトーン）領域は２０６
２．５Hz上の点Ｐ０（ｚ０＋ｊｙ０）を中心とし、２１
００Hz＋7.0％及び２０２５Hz−7.0％の線と交叉する半
径ｒ１の円Ｃ１の内側となる。即ち、ローパスフィルタ
３の出力である点Ｐ１が円Ｃ１の内側であれば、アンサ
ーバックトーンＡＢＴである。一方、円Ｃ２は半径ｒ２
で点Ｐ０を中心とし、２３４２．５Hz、１７８２．５Hz
の線と交叉し、円Ｃ１と円心円の関係にある。この円Ｃ
２は検出特性にヒステリシス特性を設けるため設定され
たものであり、最初は円Ｃ１が境界として設定される
が、一旦円Ｃ１内であると検出されると、境界を円Ｃ２
とし、ヒステリシスを持たせ、ノイズに対するアンサー
バックトーン検出出力の波形われ（チャッタリング）を
防ぐものである。
差は一定であるから、それらの間の複素共役差分は一
定、即ち、直流成分となる。一方、単一周波数成分でな
いランダムな周波数成分は位相差が一定でないため、直
流にはならない。そこで、ローパスフィルタ部３で直流
成分のみを抽出する。このため、第２図のｂに示す様な
通過帯域特性をローパスフィルタ部３に持たせ、位相差
に相関のある、単一周波数成分である直流成分を抽出す
る。これによってノイズのほとんどは除去される。尚、
第２図のａはロールオフフィルタの通過帯域特性であ
る。更に、アンサーバックトーンの周波数の単一周波数
成分のみを抽出するため判定部４は第３図の判定面によ
り判定を行なう。ここで、検出周波数範囲を２０２５Hz
に対しては、２０２５Hz±7.0％（１８８３〜２１６７H
z）、２１００Hzに対しては、２１００Hz±7.0％（１９
５３〜２２４７Hz）とし、その中心周波数を２０６２．
５Hzとする。そして、復調搬送波を１８００Hzとする
と、前述のローパスフィルタ部３の出力は、第３図周波
数面における原点Ｏを中心とするベクトルであり、これ
を点Ｐ１とする。一方、前述の検出周波数範囲から周波
数面でのＡＢＴ（アンサーバックトーン）領域は２０６
２．５Hz上の点Ｐ０（ｚ０＋ｊｙ０）を中心とし、２１
００Hz＋7.0％及び２０２５Hz−7.0％の線と交叉する半
径ｒ１の円Ｃ１の内側となる。即ち、ローパスフィルタ
３の出力である点Ｐ１が円Ｃ１の内側であれば、アンサ
ーバックトーンＡＢＴである。一方、円Ｃ２は半径ｒ２
で点Ｐ０を中心とし、２３４２．５Hz、１７８２．５Hz
の線と交叉し、円Ｃ１と円心円の関係にある。この円Ｃ
２は検出特性にヒステリシス特性を設けるため設定され
たものであり、最初は円Ｃ１が境界として設定される
が、一旦円Ｃ１内であると検出されると、境界を円Ｃ２
とし、ヒステリシスを持たせ、ノイズに対するアンサー
バックトーン検出出力の波形われ（チャッタリング）を
防ぐものである。
更に、雑音に対する判定を行なうため、原点Ｏを中心と
する半径ｒ３、ｒ４の２つの円Ｎ１、Ｎ２が設けられて
いる。即ち、雑音は原点Ｏに収束する傾向があることか
ら、原点Ｏを中心にノイズ領域である円Ｎ１と、これに
ヒステリシスを持たせるための円Ｎ２とが設けられてい
る。
する半径ｒ３、ｒ４の２つの円Ｎ１、Ｎ２が設けられて
いる。即ち、雑音は原点Ｏに収束する傾向があることか
ら、原点Ｏを中心にノイズ領域である円Ｎ１と、これに
ヒステリシスを持たせるための円Ｎ２とが設けられてい
る。
従って、初期状態でのＡＢＴ検出範囲は円Ｃ１の内側に
斜線領域Ａ２を除いた範囲となり、入力された信号がノ
イズの円Ｎ１内に入ると、ＡＢＴ検出範囲は円Ｃ１の内
側に斜線領域Ａ１、Ａ２を除いた範囲となり、入力され
た信号がこのＡＢＴ検出範囲に入ると、ＡＢＴ検出範囲
は円Ｃ２の内側にノイズの円Ｎ２の内側を引いた範囲と
なる。このようにして、ノイズに近い周波数における誤
検出を防止している。
斜線領域Ａ２を除いた範囲となり、入力された信号がノ
イズの円Ｎ１内に入ると、ＡＢＴ検出範囲は円Ｃ１の内
側に斜線領域Ａ１、Ａ２を除いた範囲となり、入力され
た信号がこのＡＢＴ検出範囲に入ると、ＡＢＴ検出範囲
は円Ｃ２の内側にノイズの円Ｎ２の内側を引いた範囲と
なる。このようにして、ノイズに近い周波数における誤
検出を防止している。
更に詳細に本発明を説明する。
第４図は第１図構成における要部詳細構成図であり、プ
ロセッサが実行する処理によっても実現できる。図中、
第１図で示したものと同一のものは同一の記号で示して
あり、２１、２２はタップ（遅延手段）であり、各々Ａ
ＧＣ出力のｘ、ｙ成分をｔ時刻（例えばＴ／３）だけ遅
延させるもの、２３、２４は乗算器であり、各々ＡＧＣ
出力ｘとタップ２１の出力ｘ′、ＡＧＣ出力ｙとタップ
２２と出力ｙ′とを乗算するもの、２６、２７は乗算器
であり、各々ＡＧＣ出力ｙとタップ２１の出力ｘ′、Ａ
ＧＣ出力ｘとタップ２２の出力ｙ′とを乗算するもの、
２５、２８は各々加算器であり、加算器２５は乗算器２
３、２４の出力を加算して前述の第(3)式を実行するも
の、加算器２８は乗算器２６、２７の出力を加算して前
述の第(4)式を実行するものである。これらによって複
素共役差分部２を構成し、第(3)式、第(4)式が実行さ
れ、位相差成分のＸ、Ｙが得られる。３０、３１は乗算
器であり、各々複素共役差分部２の出力Ｘ、Ｙに係数α
を乗じるものであり、能動Ｒ−ＣフィルタのＲ（抵抗）
に相当するもの、３２、３５は加算器、３３、３６はタ
ップ、３４、３７は乗算器であり、積分動作を行ない、
Ｒ−ＣフィルタのＣ（コンデンサ）に相当するものであ
り、これらによってデジタルフィルタを構成し、αの値
によって通過特性を所望のものに設定するものである。
本発明では第２図のｂの如く直流成分を通過する様にα
が設定される。４０は誤差部であり、加算器４０ａ、４
０ｂで構成され、ローパスフィルタ部３の出力Ｘ、Ｙに
前述の検出領域Ｃ１の中心点Ｐ０の座標ｘ０、ｙ０を差
引き、中心点Ｐ０を中心とする座標を得るもの、４１は
パワー演算部であり、誤差部４０の出力（Ｘ−ｘ０）、
（Ｙ−ｙ０）の各々を２乗する乗算器４１ａ、４１ｂ
と、これらの出力の和をとる加算器４１ｃと、ローパス
フィルタ部３の出力Ｘ、Ｙの各々を２乗する乗算器４１
ｄ、４１ｅと、これらの出力の和をとる加算器４１ｆと
で構成され、加算器４１ｃからは点Ｐ１の中心点Ｐ０か
らのベクトル長Ｐ０Ｐ１が、加算器４１ｆからは点Ｏか
らのベクトル長ＯＰ１が得られる。４２は判定部であ
り、中心点Ｐ０からのベクトル長Ｐ０Ｐ１がＡＢＴ判定
領域の半径ｒ１、ｒ２以内かを判定するため、半径
ｒ１、又はｒ２を減算する加算器４２ａと、加算器４２
ａの出力の極性判定を行う極性判定部４２ｂと、原点Ｏ
からのベクトル長ＯＰ１がノイズ領域の半径ｒ３、ｒ４
以内かを判定するため、半径ｒ３、ｒ４を減算する加算
器４２ｃと、加算器４２ｃの出力の極性判定を行う極性
判定部４２ｄとで構成されるもの、４３は負論理ＯＲ部
であり、極性判定部４２ｂ、４２ｄの出力がいずれも、
“０”であるときのみ“０”出力（ＡＢＴ検出出力）を
発するものである。
ロセッサが実行する処理によっても実現できる。図中、
第１図で示したものと同一のものは同一の記号で示して
あり、２１、２２はタップ（遅延手段）であり、各々Ａ
ＧＣ出力のｘ、ｙ成分をｔ時刻（例えばＴ／３）だけ遅
延させるもの、２３、２４は乗算器であり、各々ＡＧＣ
出力ｘとタップ２１の出力ｘ′、ＡＧＣ出力ｙとタップ
２２と出力ｙ′とを乗算するもの、２６、２７は乗算器
であり、各々ＡＧＣ出力ｙとタップ２１の出力ｘ′、Ａ
ＧＣ出力ｘとタップ２２の出力ｙ′とを乗算するもの、
２５、２８は各々加算器であり、加算器２５は乗算器２
３、２４の出力を加算して前述の第(3)式を実行するも
の、加算器２８は乗算器２６、２７の出力を加算して前
述の第(4)式を実行するものである。これらによって複
素共役差分部２を構成し、第(3)式、第(4)式が実行さ
れ、位相差成分のＸ、Ｙが得られる。３０、３１は乗算
器であり、各々複素共役差分部２の出力Ｘ、Ｙに係数α
を乗じるものであり、能動Ｒ−ＣフィルタのＲ（抵抗）
に相当するもの、３２、３５は加算器、３３、３６はタ
ップ、３４、３７は乗算器であり、積分動作を行ない、
Ｒ−ＣフィルタのＣ（コンデンサ）に相当するものであ
り、これらによってデジタルフィルタを構成し、αの値
によって通過特性を所望のものに設定するものである。
本発明では第２図のｂの如く直流成分を通過する様にα
が設定される。４０は誤差部であり、加算器４０ａ、４
０ｂで構成され、ローパスフィルタ部３の出力Ｘ、Ｙに
前述の検出領域Ｃ１の中心点Ｐ０の座標ｘ０、ｙ０を差
引き、中心点Ｐ０を中心とする座標を得るもの、４１は
パワー演算部であり、誤差部４０の出力（Ｘ−ｘ０）、
（Ｙ−ｙ０）の各々を２乗する乗算器４１ａ、４１ｂ
と、これらの出力の和をとる加算器４１ｃと、ローパス
フィルタ部３の出力Ｘ、Ｙの各々を２乗する乗算器４１
ｄ、４１ｅと、これらの出力の和をとる加算器４１ｆと
で構成され、加算器４１ｃからは点Ｐ１の中心点Ｐ０か
らのベクトル長Ｐ０Ｐ１が、加算器４１ｆからは点Ｏか
らのベクトル長ＯＰ１が得られる。４２は判定部であ
り、中心点Ｐ０からのベクトル長Ｐ０Ｐ１がＡＢＴ判定
領域の半径ｒ１、ｒ２以内かを判定するため、半径
ｒ１、又はｒ２を減算する加算器４２ａと、加算器４２
ａの出力の極性判定を行う極性判定部４２ｂと、原点Ｏ
からのベクトル長ＯＰ１がノイズ領域の半径ｒ３、ｒ４
以内かを判定するため、半径ｒ３、ｒ４を減算する加算
器４２ｃと、加算器４２ｃの出力の極性判定を行う極性
判定部４２ｄとで構成されるもの、４３は負論理ＯＲ部
であり、極性判定部４２ｂ、４２ｄの出力がいずれも、
“０”であるときのみ“０”出力（ＡＢＴ検出出力）を
発するものである。
次に、第４図実施例構成の動作について説明する。
第１図のＡＧＣ部１から出力ＡＧＣｏｕｔ）は、複素共
役差分部２に入力し、出力ｘ、ｙの各々はタップ２１、
２２によって遅延され、遅延出力ｘ′、ｙ′と出力ｘ、
ｙとは乗算器２３、２４、２６、２７で乗算され、更に
加算器２５、２８で加算されて、第(3)式、第(4)式の位
相差成分Ｘ、Ｙが得られる。
役差分部２に入力し、出力ｘ、ｙの各々はタップ２１、
２２によって遅延され、遅延出力ｘ′、ｙ′と出力ｘ、
ｙとは乗算器２３、２４、２６、２７で乗算され、更に
加算器２５、２８で加算されて、第(3)式、第(4)式の位
相差成分Ｘ、Ｙが得られる。
位相差成分Ｘ、Ｙはローパスフィルタ部３に入力し、相
関積分され、直流分のみが抽出される。このＸ、Ｙが第
３図のベクトル平面（周波数平面）の原点Ｏを中心とす
る点Ｐ１を表わしている。次に、検出領域Ｃ１、Ｃ２の
中心点Ｐ０からの距離（ベクトル長）を求めるため、誤
差部４０で中心点Ｐ０の座標（ｘ０、ｙ０）を差引き、
パワー演算部４１でベクトル長Ｐ０Ｐ１を得る。同時に
パワー演算部４１はローパスフィルタ部３の出力Ｘ、Ｙ
を用いて原点Ｏからのベクトル長ＯＰ１を演算する。こ
れらベクトル長Ｐ０Ｐ１、ＯＰ１は判定部４２に入力す
る。極性判定部４２ｂは加算器４２ａの出力がマイナス
の場合に、ＡＢＴ領域外として“１”出力を発するとと
もに換算器４２ａに半径ｒ１を、プラスの場合にはＡＢ
Ｔ領域内として“０”出力を発するとともに加算器４２
ａに半径ｒ２を出力する。即ち、加算器４２ａには負の
反転されたベクトル長Ｐ０Ｐ１が到来し、これに半径ｒ
１、ｒ２が加え合わされ、加算器４２ａからはＰ０Ｐ１
＞ｒ１（ｒ２）ならマイナス、Ｐ０Ｐ１≦ｒ１（ｒ２）
ならプラスの出力が発せられるとともに、初期状態でｒ
１に設定された範囲が、プラス出力（Ｐ０Ｐ１≦ｒ１）
によってｒ２が変更され、ヒステリシスを持たせること
ができる。
関積分され、直流分のみが抽出される。このＸ、Ｙが第
３図のベクトル平面（周波数平面）の原点Ｏを中心とす
る点Ｐ１を表わしている。次に、検出領域Ｃ１、Ｃ２の
中心点Ｐ０からの距離（ベクトル長）を求めるため、誤
差部４０で中心点Ｐ０の座標（ｘ０、ｙ０）を差引き、
パワー演算部４１でベクトル長Ｐ０Ｐ１を得る。同時に
パワー演算部４１はローパスフィルタ部３の出力Ｘ、Ｙ
を用いて原点Ｏからのベクトル長ＯＰ１を演算する。こ
れらベクトル長Ｐ０Ｐ１、ＯＰ１は判定部４２に入力す
る。極性判定部４２ｂは加算器４２ａの出力がマイナス
の場合に、ＡＢＴ領域外として“１”出力を発するとと
もに換算器４２ａに半径ｒ１を、プラスの場合にはＡＢ
Ｔ領域内として“０”出力を発するとともに加算器４２
ａに半径ｒ２を出力する。即ち、加算器４２ａには負の
反転されたベクトル長Ｐ０Ｐ１が到来し、これに半径ｒ
１、ｒ２が加え合わされ、加算器４２ａからはＰ０Ｐ１
＞ｒ１（ｒ２）ならマイナス、Ｐ０Ｐ１≦ｒ１（ｒ２）
ならプラスの出力が発せられるとともに、初期状態でｒ
１に設定された範囲が、プラス出力（Ｐ０Ｐ１≦ｒ１）
によってｒ２が変更され、ヒステリシスを持たせること
ができる。
一方、極性判定部４２ｄは、加算器４２ｃの出力がマイ
ナス（即ち、ＯＰ１＜ｒ３、ｒ４）の場合、ノイズ領域
内として“１”出力を発し、加算器４２ｃに半径ｒ
４を、プラス（即ちＯＰ１≧ｒ３、ｒ４）の場合、ノイ
ズ領域外として“０”出力を発し、加算器４２ｃに半径
ｒ３を出力する。同様に初期状態ではｒ３に設定された
範囲が、マイナス（ＯＰ１＜ｒ３）出力によってｒ４に
変更され、ヒステリシスを持たせることができる。
ナス（即ち、ＯＰ１＜ｒ３、ｒ４）の場合、ノイズ領域
内として“１”出力を発し、加算器４２ｃに半径ｒ
４を、プラス（即ちＯＰ１≧ｒ３、ｒ４）の場合、ノイ
ズ領域外として“０”出力を発し、加算器４２ｃに半径
ｒ３を出力する。同様に初期状態ではｒ３に設定された
範囲が、マイナス（ＯＰ１＜ｒ３）出力によってｒ４に
変更され、ヒステリシスを持たせることができる。
従って、負論理ＯＲ部４３からは、極性判定部４２ｂの
出力が、“Ｏ”（Ｐ０Ｐ１≦ｒ１又はｒ２）で且つ極性
判定部４２ｄの出力が“０”（ＯＰ１≧ｒ３又はｒ４）
の場合のみＡＢＴ領域内とする“０”のＡＢＴ検出信号
が出力される。
出力が、“Ｏ”（Ｐ０Ｐ１≦ｒ１又はｒ２）で且つ極性
判定部４２ｄの出力が“０”（ＯＰ１≧ｒ３又はｒ４）
の場合のみＡＢＴ領域内とする“０”のＡＢＴ検出信号
が出力される。
このようにして、周波数面上で判定が行なわれる。
上述の説明では、アンサーバックトーンの周波数が２０
２５Hz、２１００Hzのいずれも検出出来るようにするた
めに第３図の如く範囲を定めているが、いずれか一方の
場合には、同様にして範囲が定められる。またアンサー
バックトーンの周波数もこれに限られない。
２５Hz、２１００Hzのいずれも検出出来るようにするた
めに第３図の如く範囲を定めているが、いずれか一方の
場合には、同様にして範囲が定められる。またアンサー
バックトーンの周波数もこれに限られない。
以上本発明を一実施例により説明したが、本発明は本発
明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明からこ
れらを排除するものではない。
明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明からこ
れらを排除するものではない。
以上説明した様に、本発明によれば、次の効果を奏す
る。
る。
位相の相関性のないノイズは抽出ステップで除去さ
れ、相関性のあるノイズも周波数判定面の判定で除去さ
れるから、ノイズの大きな回線においても正確にトーン
信号の検出が可能となるという効果を奏し、雑音（ノイ
ズ）の大な公衆回線でもトーン信号の検出が可能とな
る。
れ、相関性のあるノイズも周波数判定面の判定で除去さ
れるから、ノイズの大きな回線においても正確にトーン
信号の検出が可能となるという効果を奏し、雑音（ノイ
ズ）の大な公衆回線でもトーン信号の検出が可能とな
る。
周波数面での判定をベクトル情報で行っているので、
スカラー情報で判定するのに比し、情報量が大で正確に
検出ができる。
スカラー情報で判定するのに比し、情報量が大で正確に
検出ができる。
最終判定をベクトル情報で行っているので、複雑な複
素共役差分は１段で済み、それだけ簡単かつ安価に実現
できる。
素共役差分は１段で済み、それだけ簡単かつ安価に実現
できる。
第１図は本発明の一実施例構成図、第２図は第１図構成
のローパスフィルタ部の特性図、第３図は第１図構成の
判定部の動作説明図、第４図は第１図構成の要部詳細構
成図、第５図はアンサーバックトーン説明図、第６図は
従来の検出方法の説明図である。 図中、２…複素共役差分部、３…ローパスフィルタ部、
４…判定部。
のローパスフィルタ部の特性図、第３図は第１図構成の
判定部の動作説明図、第４図は第１図構成の要部詳細構
成図、第５図はアンサーバックトーン説明図、第６図は
従来の検出方法の説明図である。 図中、２…複素共役差分部、３…ローパスフィルタ部、
４…判定部。
Claims (1)
- 【請求項１】受信した受信信号から所定周波数のトーン
信号を検出するトーン検出方法において、 搬送波で復調された受信信号の同相成分Ｘ、直交成分Ｙ
の、複素数Ｘ＋ｊＹに対し、ｔ時刻前の同相成分Ｘ′、
直交成分Ｙ′の複素共役Ｘ′−ｊＹ′による差分（Ｘ＋
ｊＹ）・（Ｘ′−ｊＹ′）をとって位相差信号の同相成
分Ｘと直交成分Ｙを得るステップと、 前記位相差信号の同相成分Ｘ、直交成分Ｙの各々の直流
成分の同相成分Ｘと直交成分Ｙとを抽出する抽出ステッ
プと、 前記同相成分Ｘと直交成分Ｙとのベクトル面である周波
数及び振幅判定面で、前記直流成分の同相成分Ｘと直交
成分Ｙで示すベクトルが所定の周波数範囲内にあるかを
判定するステップを有し、 該判定によってトーン信号の検出を行うことを特徴とす
るトーン検出方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59169755A JPH0634484B2 (ja) | 1984-08-14 | 1984-08-14 | トーン検出方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59169755A JPH0634484B2 (ja) | 1984-08-14 | 1984-08-14 | トーン検出方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6148261A JPS6148261A (ja) | 1986-03-08 |
| JPH0634484B2 true JPH0634484B2 (ja) | 1994-05-02 |
Family
ID=15892244
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59169755A Expired - Lifetime JPH0634484B2 (ja) | 1984-08-14 | 1984-08-14 | トーン検出方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0634484B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2678602B2 (ja) * | 1987-09-11 | 1997-11-17 | 富士通株式会社 | キャリヤ検出装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58120352A (ja) * | 1982-01-13 | 1983-07-18 | Nec Corp | 正弦波検出回路 |
-
1984
- 1984-08-14 JP JP59169755A patent/JPH0634484B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6148261A (ja) | 1986-03-08 |
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