JPS6342994B2 - - Google Patents
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- JPS6342994B2 JPS6342994B2 JP1567481A JP1567481A JPS6342994B2 JP S6342994 B2 JPS6342994 B2 JP S6342994B2 JP 1567481 A JP1567481 A JP 1567481A JP 1567481 A JP1567481 A JP 1567481A JP S6342994 B2 JPS6342994 B2 JP S6342994B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- value
- output
- sine wave
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 5
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000004913 activation Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R29/00—Arrangements for measuring or indicating electric quantities not covered by groups G01R19/00 - G01R27/00
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は正弦波検出回路に関し、特に、データ
通信用変復調装置において、入力信号がデータ信
号であるかまたはデータ信号以外の正弦波（例え
ば、エコーキヤンセラーの解除信号として使用さ
れる2200Hzの正弦波等の信号、エコーライザー調
整用信号（4800Hz）、電話呼出信号等）であるか
の判別等に使用される正弦波検出回路に関する。
通信用変復調装置において、入力信号がデータ信
号であるかまたはデータ信号以外の正弦波（例え
ば、エコーキヤンセラーの解除信号として使用さ
れる2200Hzの正弦波等の信号、エコーライザー調
整用信号（4800Hz）、電話呼出信号等）であるか
の判別等に使用される正弦波検出回路に関する。
データ通信等の復調器においては、データ信号
以外はすべて雑音と同じであり、受信入力信号が
データ信号であるか、それ以外の雑音であるかを
判別する必要がある。特に一般電話回線を利用し
たデータ端末においては、エコーライザー調整，
エコーキヤンセラーの動作・解除，電話呼出信号
等の正弦波信号も同一の回線を介して送受される
ので、これらをデータ信号と区別する必要があ
る。雑音のレベルが、データ信号のレベルに比べ
て十分低い場合は受信入力レベルによつて識別す
ることが可能である。また雑音のレベルが高い場
合でも、周波数スペクトルがランダムであるよう
な雑音であれば、復調器の目が開かないため、目
の開き具合を監視することによつてデータ信号と
区別することができる。しかし、正弦波のような
単一周波数の雑音が受信入力として復調されたと
きは、特定周波数の正弦波によつては復調器の目
が開くため、データと区別ができなくなる。例え
ば、伝送速度4800ビツト／秒の変復調器では
（CCITT勧告V27により）キヤリア周波数1800
Hz，変調速度1600Hzの８相位相変調方式を採用し
ているため、600〜3000Hzの範囲で200Hz間隔の周
波数（600，800，……3000Hz）の正弦波が復調器
に入力したときは復調器の目が開くことになり、
データ信号の入力と識別することが不可能にな
る。
以外はすべて雑音と同じであり、受信入力信号が
データ信号であるか、それ以外の雑音であるかを
判別する必要がある。特に一般電話回線を利用し
たデータ端末においては、エコーライザー調整，
エコーキヤンセラーの動作・解除，電話呼出信号
等の正弦波信号も同一の回線を介して送受される
ので、これらをデータ信号と区別する必要があ
る。雑音のレベルが、データ信号のレベルに比べ
て十分低い場合は受信入力レベルによつて識別す
ることが可能である。また雑音のレベルが高い場
合でも、周波数スペクトルがランダムであるよう
な雑音であれば、復調器の目が開かないため、目
の開き具合を監視することによつてデータ信号と
区別することができる。しかし、正弦波のような
単一周波数の雑音が受信入力として復調されたと
きは、特定周波数の正弦波によつては復調器の目
が開くため、データと区別ができなくなる。例え
ば、伝送速度4800ビツト／秒の変復調器では
（CCITT勧告V27により）キヤリア周波数1800
Hz，変調速度1600Hzの８相位相変調方式を採用し
ているため、600〜3000Hzの範囲で200Hz間隔の周
波数（600，800，……3000Hz）の正弦波が復調器
に入力したときは復調器の目が開くことになり、
データ信号の入力と識別することが不可能にな
る。
そこで、従来の復調器では、特定の周波数（例
えば前記エコーキヤンセラーの解除信号2200Hz）
の正弦波のみを考え、該特定周波数をリジエクタ
によつて除去するか、または狭帯域通過波器に
よつて抽出することにより判別するようにしてい
る。このため、２以上の正弦波信号を使用する場
合は、それぞれの周波数に対するフイルタが必要
になるという欠点がある。また、特定周波数以外
の単一周波数雑音に対しては、これを除去または
識別することができないという欠点がある。
えば前記エコーキヤンセラーの解除信号2200Hz）
の正弦波のみを考え、該特定周波数をリジエクタ
によつて除去するか、または狭帯域通過波器に
よつて抽出することにより判別するようにしてい
る。このため、２以上の正弦波信号を使用する場
合は、それぞれの周波数に対するフイルタが必要
になるという欠点がある。また、特定周波数以外
の単一周波数雑音に対しては、これを除去または
識別することができないという欠点がある。
本発明の目的は、単一周波数の信号に対して周
波数の如何にかかわらずデータ信号と区別して認
識することができる正弦波検出回路を提供するこ
とにある。
波数の如何にかかわらずデータ信号と区別して認
識することができる正弦波検出回路を提供するこ
とにある。
本発明の正弦波検出回路は、遅延時間の等しい
第１および第２の遅延回路を縦続に接続し、前記
第１の遅延回路の入力信号の共役値と出力信号と
を乗算する第１の複素乗算器と、前記第２の遅延
回路の入力信号の共役値と出力信号とを乗算する
第２の複素乗算器と、前記第１と第２の複素乗算
器の出力値の差を出力する減算器と、該減算器の
出力値の絶対値を二乗する二乗回路と、前記二乗
回路の出力レベルを低域フイルタを介して一定値
と比較するレベル判定器とを備えたことを特徴と
する。
第１および第２の遅延回路を縦続に接続し、前記
第１の遅延回路の入力信号の共役値と出力信号と
を乗算する第１の複素乗算器と、前記第２の遅延
回路の入力信号の共役値と出力信号とを乗算する
第２の複素乗算器と、前記第１と第２の複素乗算
器の出力値の差を出力する減算器と、該減算器の
出力値の絶対値を二乗する二乗回路と、前記二乗
回路の出力レベルを低域フイルタを介して一定値
と比較するレベル判定器とを備えたことを特徴と
する。
次に、本発明を図面を参照して詳細に説明す
る。
る。
図は本発明の一実施例を示すブロツク図であ
り、遅延回路１および２を縦続に接続し、遅延回
路１の入力ａおよび出力ｂをそれぞれ複素乗算器
３に入力させる。遅延回路２の入力ｂおよび出力
ｃは複素乗算器４に入力させる。そして、複素乗
算器３および４の出力ｄおよびｅを減算器５に入
力させ、減算器５の出力ｆを演算回路６によつて
絶対値の二乗値として出力する。そして、低域通
過フイルタ７で低周波成分のみをとり出し判定回
路８で一定レベルと比較される。一定レベル以下
のときは正弦波と判定され判定回路８の出力論理
状態を“１”とし、一定レベル以上のときは
“０”とする。
り、遅延回路１および２を縦続に接続し、遅延回
路１の入力ａおよび出力ｂをそれぞれ複素乗算器
３に入力させる。遅延回路２の入力ｂおよび出力
ｃは複素乗算器４に入力させる。そして、複素乗
算器３および４の出力ｄおよびｅを減算器５に入
力させ、減算器５の出力ｆを演算回路６によつて
絶対値の二乗値として出力する。そして、低域通
過フイルタ７で低周波成分のみをとり出し判定回
路８で一定レベルと比較される。一定レベル以下
のときは正弦波と判定され判定回路８の出力論理
状態を“１”とし、一定レベル以上のときは
“０”とする。
入力信号Ａは、データ通信用変復調装置の受信
入力を図示されない90℃位相差分波器等を通過さ
せて得られた複素入力信号であつて、データ復調
器の入力信号と同位相成分および直角成分を有す
る信号であり（デジタル信号であつてもアナログ
信号であつてもよい）、前記遅延回路１，２、複
素乗算器３，４、減算器５等はすべて複素数（又
は複素量）を処理する回路である。また、遅延回
路１および２の遅延時間はいずれもτであつて等
しい。複素乗算器３は、前記信号ａの共役値a〓
と前記信号ｂとを乗算する複素乗算器であり、複
素乗算器４は信号ｂの共役値b〓と信号ｃとを乗
算する複素乗算器である。減算器５は前記複素乗
算器３および４の出力信号ｄおよびｅのそれぞれ
の実数部および虚数部を別々に減算する。演算回
路６は例えば減算器５の出力信号ｆの実数部の二
乗値と虚数部の二乗値を加えること等によつて、
入力信号ｆの絶対値の二乗値を出力する演算回路
である。
入力を図示されない90℃位相差分波器等を通過さ
せて得られた複素入力信号であつて、データ復調
器の入力信号と同位相成分および直角成分を有す
る信号であり（デジタル信号であつてもアナログ
信号であつてもよい）、前記遅延回路１，２、複
素乗算器３，４、減算器５等はすべて複素数（又
は複素量）を処理する回路である。また、遅延回
路１および２の遅延時間はいずれもτであつて等
しい。複素乗算器３は、前記信号ａの共役値a〓
と前記信号ｂとを乗算する複素乗算器であり、複
素乗算器４は信号ｂの共役値b〓と信号ｃとを乗
算する複素乗算器である。減算器５は前記複素乗
算器３および４の出力信号ｄおよびｅのそれぞれ
の実数部および虚数部を別々に減算する。演算回
路６は例えば減算器５の出力信号ｆの実数部の二
乗値と虚数部の二乗値を加えること等によつて、
入力信号ｆの絶対値の二乗値を出力する演算回路
である。
次に、本実施例の動作について説明する。入力
信号Ａは時間ｔの関数であり、これをＳ（ｔ）と
すると、乗算器３の一方の入力信号ａはＳ（ｔ）
に等しい。一方、遅延回路１の出力信号ｂはＳ
（ｔ−τ）となる。従つて、乗算器３の出力値ｄ
は、 ｄ＝S〓（ｔ）・Ｓ（ｔ−τ） である。ここにS〓（ｔ）はＳ（ｔ）共役値であ
り、例えば入力信号ａの虚数部の符号を反転させ
ることによつて容易に得ることができる。同様
に、乗算器４の出力値ｅは、 ｅ＝S〓（ｔ−τ）・Ｓ（ｔ−2τ） であるから、減算器５の出力値ｆは、 ｆ＝S〓（ｔ）・Ｓ（ｔ−τ） −S〓（ｔ−τ）・Ｓ（ｔ−2τ） である。該出力値ｆは、入力信号Ａが正弦波のと
きは０になるが、正弦波に多少の白色雑音が混入
されている場合においても０に近い小さい値であ
る。入力信号が正弦波以外、例えばデータ信号の
ように位相がランダムに変化する信号のときは、
出力値ｆは時間的に変動する値となる。このた
め、演算回路６で信号ｆの絶対値を二乗した信号
ｇを低域通過フイルタ７を介して低周波成分をと
り出した信号ｈは、前記時間的変動の早い部分が
平均化された信号となる。そして、後述するよう
に、入力信号Ａが正弦波のときは０または小さい
値となり、入力信号Ａがデータ信号である場合
は、入力信号の電力Ｐに応じた値になる。従つ
て、適当な判定レベルと比較することによつて正
弦波を判別できる。
信号Ａは時間ｔの関数であり、これをＳ（ｔ）と
すると、乗算器３の一方の入力信号ａはＳ（ｔ）
に等しい。一方、遅延回路１の出力信号ｂはＳ
（ｔ−τ）となる。従つて、乗算器３の出力値ｄ
は、 ｄ＝S〓（ｔ）・Ｓ（ｔ−τ） である。ここにS〓（ｔ）はＳ（ｔ）共役値であ
り、例えば入力信号ａの虚数部の符号を反転させ
ることによつて容易に得ることができる。同様
に、乗算器４の出力値ｅは、 ｅ＝S〓（ｔ−τ）・Ｓ（ｔ−2τ） であるから、減算器５の出力値ｆは、 ｆ＝S〓（ｔ）・Ｓ（ｔ−τ） −S〓（ｔ−τ）・Ｓ（ｔ−2τ） である。該出力値ｆは、入力信号Ａが正弦波のと
きは０になるが、正弦波に多少の白色雑音が混入
されている場合においても０に近い小さい値であ
る。入力信号が正弦波以外、例えばデータ信号の
ように位相がランダムに変化する信号のときは、
出力値ｆは時間的に変動する値となる。このた
め、演算回路６で信号ｆの絶対値を二乗した信号
ｇを低域通過フイルタ７を介して低周波成分をと
り出した信号ｈは、前記時間的変動の早い部分が
平均化された信号となる。そして、後述するよう
に、入力信号Ａが正弦波のときは０または小さい
値となり、入力信号Ａがデータ信号である場合
は、入力信号の電力Ｐに応じた値になる。従つ
て、適当な判定レベルと比較することによつて正
弦波を判別できる。
すなわち、今入力信号Ａが正弦波の場合を考
え、同時に入力される白色雑音をｎ（ｔ）とする
と、入力信号Ｓ（ｔ）は、 Ｓ（ｔ）＝Aejwt＋ｎ（ｔ） 但し、ｎ（ｔ）≪Ａ
と表わすことができるから、この場合は前記減算
器５の出力ｆは、 ｆ＝（Ae-jwt＋n〓（ｔ））（Aejw（ｔ−τ） ＋ｎ（ｔ−τ））―（Ae-jw(t-〓) ＋n〓（ｔ−τ）（Aejw(t-2〓)＋ｎ（ｔ−2τ）） である。従つて、低域通過フイルタ７の出力ｈ
は、 ｈ＝Ｅ〔ｆ・f〓〕但し、Ｅ〔 〕は時間平均を
示す。
え、同時に入力される白色雑音をｎ（ｔ）とする
と、入力信号Ｓ（ｔ）は、 Ｓ（ｔ）＝Aejwt＋ｎ（ｔ） 但し、ｎ（ｔ）≪Ａ
と表わすことができるから、この場合は前記減算
器５の出力ｆは、 ｆ＝（Ae-jwt＋n〓（ｔ））（Aejw（ｔ−τ） ＋ｎ（ｔ−τ））―（Ae-jw(t-〓) ＋n〓（ｔ−τ）（Aejw(t-2〓)＋ｎ（ｔ−2τ）） である。従つて、低域通過フイルタ７の出力ｈ
は、 ｈ＝Ｅ〔ｆ・f〓〕但し、Ｅ〔 〕は時間平均を
示す。
である。今、Ａ≫ｎ（ｔ）であるから近似的に、
ｈ＝2A2N 但し、Ｎは白色雑音電力である。
従つて、白色雑音がなければｈ＝０であり、白
色雑音がある場合でも極めて小さい値である。
色雑音がある場合でも極めて小さい値である。
一方、入力信号Ａがデータ信号である場合は、
その位相が時間的にランダムに変化するから、遅
延回路１の入出力の相対関係と、遅延回路２の入
出力の相対関係とは一定の関係ではなく、時間的
に変動することになる。そして、入力信号値をＰ
とすると、低域通過フイルタ７の出力値ｈは近似
的に ｈ＝2P2 となる。従つて、前記レベル判定回路８のしきい
値を2A2Nと2P2との間に設定することによつて、
入力信号Ａが正弦波のときは出力信号Ｂを“１”
とし、入力信号Ａがデータ信号のときは出力信号
Ｂを“０”とすることができる。また、上述の動
作は、入力信号が正弦波であればよいのであつ
て、その周波数には無関係である、従つて、複数
の正弦波が使用される回線であつても、上記判定
回路を１つ備えれば足り、従来のように、正弦波
信号周波数のおのおのに対応した帯域フイルタ等
を備える必要はない。
その位相が時間的にランダムに変化するから、遅
延回路１の入出力の相対関係と、遅延回路２の入
出力の相対関係とは一定の関係ではなく、時間的
に変動することになる。そして、入力信号値をＰ
とすると、低域通過フイルタ７の出力値ｈは近似
的に ｈ＝2P2 となる。従つて、前記レベル判定回路８のしきい
値を2A2Nと2P2との間に設定することによつて、
入力信号Ａが正弦波のときは出力信号Ｂを“１”
とし、入力信号Ａがデータ信号のときは出力信号
Ｂを“０”とすることができる。また、上述の動
作は、入力信号が正弦波であればよいのであつ
て、その周波数には無関係である、従つて、複数
の正弦波が使用される回線であつても、上記判定
回路を１つ備えれば足り、従来のように、正弦波
信号周波数のおのおのに対応した帯域フイルタ等
を備える必要はない。
また、上述の構成は、すべてデジタル処理で行
うことが可能であるから、LSIやマイクロプロセ
ツサによつて容易に構成することができる。
うことが可能であるから、LSIやマイクロプロセ
ツサによつて容易に構成することができる。
以上のように、本発明においては、データ通信
用変復調入力信号とその直角成分信号とを一定の
遅延時間を有する２個の遅延回路に縦続に与え、
各遅延回路の入力信号の共役値と出力値とをそれ
ぞれ乗算した結果の差をとつて、その絶対値の二
乗の時間平均の大小によつて正弦波とデータ信号
とを判別するように構成されているから、正弦波
信号の周波数如何にかかわらず検出することが可
能である。従来のように正弦波信号の数に応じた
帯域波器等を必要とせず、簡単な構成で提供す
ることができる。正弦波信号によつて、データ受
信装置が誤動作することを防ぐことができ、ま
た、信号に応じて適切な動作をさせることが可能
となる。
用変復調入力信号とその直角成分信号とを一定の
遅延時間を有する２個の遅延回路に縦続に与え、
各遅延回路の入力信号の共役値と出力値とをそれ
ぞれ乗算した結果の差をとつて、その絶対値の二
乗の時間平均の大小によつて正弦波とデータ信号
とを判別するように構成されているから、正弦波
信号の周波数如何にかかわらず検出することが可
能である。従来のように正弦波信号の数に応じた
帯域波器等を必要とせず、簡単な構成で提供す
ることができる。正弦波信号によつて、データ受
信装置が誤動作することを防ぐことができ、ま
た、信号に応じて適切な動作をさせることが可能
となる。
図は本発明の一実施例を示すブロツク図であ
る。 図において、１，２……遅延回路、３，４……
複素乗算器、５……減算器、６……演算回路、７
……低域通過フイルタ、８……レベル判定器。
る。 図において、１，２……遅延回路、３，４……
複素乗算器、５……減算器、６……演算回路、７
……低域通過フイルタ、８……レベル判定器。
Claims (1)
- １ 遅延時間の等しい第１および第２の遅延回路
を縦続に接続し、前記第１の遅延回路の入力信号
の共役値と出力信号とを乗算する第１の複素乗算
器と、前記第２の遅延回路の入力信号の共役値と
出力信号とを乗算する第２の複素乗算器と、前記
第１と第２の複素乗算器の出力値の差を出力する
減算器と、該減算器の出力値の絶対値を二乗する
二乗回路と、前記二乗回路の出力レベルを低域フ
イルタを介して一定値と比較するレベル判定器と
を備えたことを特徴とする正弦波検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1567481A JPS57131150A (en) | 1981-02-06 | 1981-02-06 | Sine wave detecting circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1567481A JPS57131150A (en) | 1981-02-06 | 1981-02-06 | Sine wave detecting circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57131150A JPS57131150A (en) | 1982-08-13 |
| JPS6342994B2 true JPS6342994B2 (ja) | 1988-08-26 |
Family
ID=11895288
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1567481A Granted JPS57131150A (en) | 1981-02-06 | 1981-02-06 | Sine wave detecting circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57131150A (ja) |
-
1981
- 1981-02-06 JP JP1567481A patent/JPS57131150A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57131150A (en) | 1982-08-13 |
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