JPS58201575A - スイツチング・レギユレ−タの過電流検出回路 - Google Patents
スイツチング・レギユレ−タの過電流検出回路Info
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- JPS58201575A JPS58201575A JP8302982A JP8302982A JPS58201575A JP S58201575 A JPS58201575 A JP S58201575A JP 8302982 A JP8302982 A JP 8302982A JP 8302982 A JP8302982 A JP 8302982A JP S58201575 A JPS58201575 A JP S58201575A
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- Japan
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- voltage
- circuit
- transistor
- output
- switching regulator
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33538—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
発明の対象
本発明はスイッチングψレギュレータの過電流検出回路
に関し、特にフォワードコンバータ方式のスイッチング
−レギュレータに好適な一次側過電流検出回路に関する
。
に関し、特にフォワードコンバータ方式のスイッチング
−レギュレータに好適な一次側過電流検出回路に関する
。
従来技術
第１図は従来の７オワ一ドコンパータ方式のスイッチン
グ・レギュレータの過電流検出回路の一例管示すもので
ある。
グ・レギュレータの過電流検出回路の一例管示すもので
ある。
第１ｇにおいて、１，２は商用交流入力電圧受電端子で
あり、ここに商用交流入力電圧が受電される。５はダイ
オードスタックであり、商用交流入力電圧を整流して直
流電圧に変換している。
あり、ここに商用交流入力電圧が受電される。５はダイ
オードスタックであり、商用交流入力電圧を整流して直
流電圧に変換している。
番はアル々電解コンデンサであり、直流電圧の中に含ま
れる交流分を除失するためのものである。
れる交流分を除失するためのものである。
δはカレントトランスであり、後述の一次側主ス・】イ
ツチング・トランジスタ６のコレクタ電流を検出してい
る。６は一次側主スイツチング・パワートランジスタ（
以下、単に「トランジスタ」ともいう。）であり、ダイ
オードスタック３とコンデンサ４で得られた直流電圧を
高周波交流電圧に変換するためのものである。
ツチング・トランジスタ６のコレクタ電流を検出してい
る。６は一次側主スイツチング・パワートランジスタ（
以下、単に「トランジスタ」ともいう。）であり、ダイ
オードスタック３とコンデンサ４で得られた直流電圧を
高周波交流電圧に変換するためのものである。
コンデンサ７、ダイオード８．抵抗９で構成されるサー
ジ・サプレッサ回路６Ａは、前記トランジスタ６が発振
を繰り返すことにより後述のトランス１０に発生するフ
ライバック電圧を吸収している。ｌＯは高周波トランス
であり、前記トランジスタロが発振１繰り返すことによ
り発生した高周波交流電圧を降圧する役目と、−次回路
と二次ば路とを絶縁する役目を果している。ＩＩＡは整
流平滑回路であり、トランス１ｏにて降圧された高周波
交流電圧をダイオード（センタータップ）１１゜チョー
クフィル１２およびアルミ電解コンデンサ１３により直
流霜、圧に変換している。１４．１６は直流供給端子で
あり、ここから直流出力電圧が供給される。１６はダイ
オードであり、５のカレントトランスの出力を整流する
ものである。１７はコンデンサ、１８は抵抗であり、抵
抗１８の両端にはコレクタ電流に比例した直流電圧が発
生している。１９はツェナーダイオード、２０．２１゜
２３は抵抗、２２．２４はトランジスタであり、これら
により過電流検出回路の識別回路１９Ａを１１成Ｌｒい
る。２δは補助電源用トランスであり、２６はダイオー
ドスタックで商用交流入力電圧を直流電圧に変換してい
る・２７はアルミ電解コンデンサであり、直流電圧の中
に含まれる交流分り小さくする役目をもっている。２８
は三端子レギュレータＩＣであり、規定の直流出力電圧
を作っている。３４はスイッチング・レギュレータ用コ
ントシールＩＣであり、この中に固定周波数発生器、基
準電圧発生器、パルス幅制御回路等が収納されている。
ジ・サプレッサ回路６Ａは、前記トランジスタ６が発振
を繰り返すことにより後述のトランス１０に発生するフ
ライバック電圧を吸収している。ｌＯは高周波トランス
であり、前記トランジスタロが発振１繰り返すことによ
り発生した高周波交流電圧を降圧する役目と、−次回路
と二次ば路とを絶縁する役目を果している。ＩＩＡは整
流平滑回路であり、トランス１ｏにて降圧された高周波
交流電圧をダイオード（センタータップ）１１゜チョー
クフィル１２およびアルミ電解コンデンサ１３により直
流霜、圧に変換している。１４．１６は直流供給端子で
あり、ここから直流出力電圧が供給される。１６はダイ
オードであり、５のカレントトランスの出力を整流する
ものである。１７はコンデンサ、１８は抵抗であり、抵
抗１８の両端にはコレクタ電流に比例した直流電圧が発
生している。１９はツェナーダイオード、２０．２１゜
２３は抵抗、２２．２４はトランジスタであり、これら
により過電流検出回路の識別回路１９Ａを１１成Ｌｒい
る。２δは補助電源用トランスであり、２６はダイオー
ドスタックで商用交流入力電圧を直流電圧に変換してい
る・２７はアルミ電解コンデンサであり、直流電圧の中
に含まれる交流分り小さくする役目をもっている。２８
は三端子レギュレータＩＣであり、規定の直流出力電圧
を作っている。３４はスイッチング・レギュレータ用コ
ントシールＩＣであり、この中に固定周波数発生器、基
準電圧発生器、パルス幅制御回路等が収納されている。
３０は抵抗であり、コンデンサ３１との関係により発振
周波数を決定するものである。
周波数を決定するものである。
３２．３３は抵抗であり、直流供給端子１４．１５間の
直流出力電圧と比較する電圧を決定している。
直流出力電圧と比較する電圧を決定している。
３５．３６は抵抗、３７はトランジスタであり、これら
によりシャツＦダウン回路３５Ａを構成している。３８
．３９はコンパレータである。４゜は基準電圧発生器で
あり、スイッチング・レギュレータ用コントｐ−ルＩＣ
３４内部の基準電圧を作っている。４１は固定周波数発
生器であり、前記抵抗３０．コンデンサ３１により固定
周波数を発生させている。また、４２はフリップフロッ
プ回路、４３はＮＯＲ回路、４４はトランジスタである
。
によりシャツＦダウン回路３５Ａを構成している。３８
．３９はコンパレータである。４゜は基準電圧発生器で
あり、スイッチング・レギュレータ用コントｐ−ルＩＣ
３４内部の基準電圧を作っている。４１は固定周波数発
生器であり、前記抵抗３０．コンデンサ３１により固定
周波数を発生させている。また、４２はフリップフロッ
プ回路、４３はＮＯＲ回路、４４はトランジスタである
。
上述の如く構成された本回路の動作を以下説明するＯ
入力電圧受電端子（以下、単に「端子」という。）１．
２に商用交流入力電圧が印加されると、該電圧はダイオ
ードスタック３にて整流され直流電Ｗに羨換され、４の
アルミ電解コンデンサの両端に印加される。この直流電
圧はトランジスタ６が発振を繰り返すことにより、高周
波交流電圧に変換される。トランジスタ６が発振を繰り
返すことにより、トランス１０にはフライバック電圧が
発生するが、このフライバック電圧はコンデン？７゜ダ
イオード８．および抵抗９で構成される前記サージ・サ
プレッサ回路６Ａにて吸収される。
２に商用交流入力電圧が印加されると、該電圧はダイオ
ードスタック３にて整流され直流電Ｗに羨換され、４の
アルミ電解コンデンサの両端に印加される。この直流電
圧はトランジスタ６が発振を繰り返すことにより、高周
波交流電圧に変換される。トランジスタ６が発振を繰り
返すことにより、トランス１０にはフライバック電圧が
発生するが、このフライバック電圧はコンデン？７゜ダ
イオード８．および抵抗９で構成される前記サージ・サ
プレッサ回路６Ａにて吸収される。
また、前記端子１．２に商用交流入力電圧が印加される
と、トランス２δにより降圧されダイオードスタック２
６にて整流されて、アルミ電解コンデンサ２７の両端に
は直流電圧が印加される。
と、トランス２δにより降圧されダイオードスタック２
６にて整流されて、アルミ電解コンデンサ２７の両端に
は直流電圧が印加される。
この直流電圧は非安定直流電圧のために電圧安定化精度
が悪く、論理素子を駆動することはできない。そこで、
三端子レギュレータ２８にて非安定直流電圧を安定化し
た直流電圧に変換し、この安定化された直流電圧をスイ
ッチング・レギュレータ用コントシールＩＣ３４に供給
している。この電圧が供給されると基準電圧発生器部４
０にて安定化された直流電圧が発生し、この電圧がコン
トブールＩＣ内部の主要各部へ供給される。これにより
、ｉｉｉ＊周波数発生器部４１にて抵抗３ｏとコンデン
サ３１により決定されるクロックパルスと鋸歯状波電圧
が発生される。
が悪く、論理素子を駆動することはできない。そこで、
三端子レギュレータ２８にて非安定直流電圧を安定化し
た直流電圧に変換し、この安定化された直流電圧をスイ
ッチング・レギュレータ用コントシールＩＣ３４に供給
している。この電圧が供給されると基準電圧発生器部４
０にて安定化された直流電圧が発生し、この電圧がコン
トブールＩＣ内部の主要各部へ供給される。これにより
、ｉｉｉ＊周波数発生器部４１にて抵抗３ｏとコンデン
サ３１により決定されるクロックパルスと鋸歯状波電圧
が発生される。
これらの各出力は７リツプ７Ｍ２ツブ４２およびコンパ
レータ３９に送られる。従って、コンパレータ３９は娯
差増幅１１１３８の出力信号と、この鋸歯状波電圧とを
比較することによりパルス幅変調重力を生じることにな
る。そして、このパルス幅変調出力はＮＯＲｇ路番３に
おいてフリップフロップの各出力で時分割されて、二つ
のパルスに振り分けられる。
レータ３９に送られる。従って、コンパレータ３９は娯
差増幅１１１３８の出力信号と、この鋸歯状波電圧とを
比較することによりパルス幅変調重力を生じることにな
る。そして、このパルス幅変調出力はＮＯＲｇ路番３に
おいてフリップフロップの各出力で時分割されて、二つ
のパルスに振り分けられる。
このようにして、ＮＯＲ回路４３の出力にはクロツタの
２周期に１回の割合でコンパレータ３９のパルス輻蛮調
出力が交互に現われるのであるが、これらのパルス幅は
コンデンサ３１の値により所走のパルス幅だけせばめら
れるようになっている。
２周期に１回の割合でコンパレータ３９のパルス輻蛮調
出力が交互に現われるのであるが、これらのパルス幅は
コンデンサ３１の値により所走のパルス幅だけせばめら
れるようになっている。
このＮＯＲ回路４３の出力はトランジスタ４番に伝達さ
れ、トランジスタ４４は発振を繰り返すのでトランジス
タ６も発振を繰り返し、アルミ電解コンデンサ４両端の
直流電圧は高周波交流電圧に変換される。この高周波交
流電圧はトランス１゜にて降圧させ、ダイオード１１．
チ曹−タコイル１２およびアルミ電解コンデンサ１３か
ら成る整流平滑回路ｌｌＡにて直流電圧に変換している
ので、端子１４．１５には直流出方電圧が発生する。
れ、トランジスタ４４は発振を繰り返すのでトランジス
タ６も発振を繰り返し、アルミ電解コンデンサ４両端の
直流電圧は高周波交流電圧に変換される。この高周波交
流電圧はトランス１゜にて降圧させ、ダイオード１１．
チ曹−タコイル１２およびアルミ電解コンデンサ１３か
ら成る整流平滑回路ｌｌＡにて直流電圧に変換している
ので、端子１４．１５には直流出方電圧が発生する。
この直流電圧は誤差増幅器３８の入力となり、基準電圧
に比較して常に端子１４．１５には一定の直流出力電圧
が得られるようにしている。シャットダウン回路３５Ａ
を構成しているトランジスタ・３７がオンとなると、コ
ンパレータ３９の入力を５低下させてトランジスタ４４
の発振を停止させる。
に比較して常に端子１４．１５には一定の直流出力電圧
が得られるようにしている。シャットダウン回路３５Ａ
を構成しているトランジスタ・３７がオンとなると、コ
ンパレータ３９の入力を５低下させてトランジスタ４４
の発振を停止させる。
ことによりトランジスタ６の発振【も停止させ端子１４
．１５の直流出力電圧は垂下する・ところで、上述の従
来の過電流検出回路には下記のような問題がある。すな
わち、上述の過電流検出回路において、端子１４，１５
Ｙｒ短絡すると、）テンジスタロのコレクタ電流は増加
し、カレントトランス６に流れる電流も増加するので抵
抗１８の両端に発生する電圧も増加する。そして、その
電圧がツェナーダイオード１９のツェナー電圧以上に達
するとトランジスタ２２がオンとなる。しかし、７オワ
一ドコンバータ方式では、トランシタ２２ｉＩＫオンと
なっても、Ｆツンジスタ２４は完全にはオンとなること
ができず、従ってスイッチング・レギュレータ用コント
田−ルＩＣ３４のシャットダウン回路３５人への入力信
号はトランジスタ３７を完全にオンとするには不足した
電圧となる。このため、トランジスタ６の発振を停止さ
せることができず、シランジスタロは異常状態にて発振
を繰り返すことになり、この状態が継続されると破損に
至るという問題である。
．１５の直流出力電圧は垂下する・ところで、上述の従
来の過電流検出回路には下記のような問題がある。すな
わち、上述の過電流検出回路において、端子１４，１５
Ｙｒ短絡すると、）テンジスタロのコレクタ電流は増加
し、カレントトランス６に流れる電流も増加するので抵
抗１８の両端に発生する電圧も増加する。そして、その
電圧がツェナーダイオード１９のツェナー電圧以上に達
するとトランジスタ２２がオンとなる。しかし、７オワ
一ドコンバータ方式では、トランシタ２２ｉＩＫオンと
なっても、Ｆツンジスタ２４は完全にはオンとなること
ができず、従ってスイッチング・レギュレータ用コント
田−ルＩＣ３４のシャットダウン回路３５人への入力信
号はトランジスタ３７を完全にオンとするには不足した
電圧となる。このため、トランジスタ６の発振を停止さ
せることができず、シランジスタロは異常状態にて発振
を繰り返すことになり、この状態が継続されると破損に
至るという問題である。
発明の目的
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的と
するところは、従来のスイッチング・レギュレータの過
電流検出回路における上述の如き問題を解消し、二次側
出力短絡または電流過大時に、−次側主スィッチング・
トランジスタの破損を防止可能としたスイッチング・レ
ギュレータの過電流検出回路を提供することにある。
するところは、従来のスイッチング・レギュレータの過
電流検出回路における上述の如き問題を解消し、二次側
出力短絡または電流過大時に、−次側主スィッチング・
トランジスタの破損を防止可能としたスイッチング・レ
ギュレータの過電流検出回路を提供することにある。
本発明の上記目的は、−次側主スイツチングＩトランジ
スタのコレクタ電流を検出するカレントトランスと、該
カレントトランスの出力を整流する整流回路および該整
流回路の出力の大きさ【識別する識別回路を有する７オ
一ワードコンパータ方式スイッチング・レギュレータの
過電流検出回路において、前記識別回路の後段にタイミ
ングパルス遅延時間発生器を設けたことを特徴とするス
イッチング・レギュレータの過電流検出回路によって達
成される。
スタのコレクタ電流を検出するカレントトランスと、該
カレントトランスの出力を整流する整流回路および該整
流回路の出力の大きさ【識別する識別回路を有する７オ
一ワードコンパータ方式スイッチング・レギュレータの
過電流検出回路において、前記識別回路の後段にタイミ
ングパルス遅延時間発生器を設けたことを特徴とするス
イッチング・レギュレータの過電流検出回路によって達
成される。
発明の実施例
第２図は本発明の一実施例であるフォワードフンバータ
方式のスイッチング令レギュレータの過電流検出回路を
示すものである。本実施例回路は第１ＷＪに示した従来
の過電流検出回路の識別回路１９Ａに代って、タイミン
グパルス遅延時間発生１１４５、抵抗４６およびコンデ
ンサ４７から成る避電時間決定手段を含む識別回路１９
Ｂｔ備えている点に特徴を有する。上記識別回路以外の
第２図に示した構成要素は、対応する符号で第１図に示
されている構成要素と同じものであるので、これらにつ
いての構成の詳細な説明は省略して、動作の説明に移る
。
方式のスイッチング令レギュレータの過電流検出回路を
示すものである。本実施例回路は第１ＷＪに示した従来
の過電流検出回路の識別回路１９Ａに代って、タイミン
グパルス遅延時間発生１１４５、抵抗４６およびコンデ
ンサ４７から成る避電時間決定手段を含む識別回路１９
Ｂｔ備えている点に特徴を有する。上記識別回路以外の
第２図に示した構成要素は、対応する符号で第１図に示
されている構成要素と同じものであるので、これらにつ
いての構成の詳細な説明は省略して、動作の説明に移る
。
なお、動作についても、スイッチング・レギュレータ本
来の交流→直流→高周波交流→直流の変換動作に関して
は、先に説明した動作と同じであるので、重襖説明は避
け、前記出力端子１４．１５を短絡する如き出力電流異
常時の動作について詳細に説明する。
来の交流→直流→高周波交流→直流の変換動作に関して
は、先に説明した動作と同じであるので、重襖説明は避
け、前記出力端子１４．１５を短絡する如き出力電流異
常時の動作について詳細に説明する。
端子１４．１５１短絡すると、トランジスタ６のコレク
タ電流は増加し、カレントトランス５に流れる電流も増
加するので抵抗１８の両端に発生する電圧も増加する。
タ電流は増加し、カレントトランス５に流れる電流も増
加するので抵抗１８の両端に発生する電圧も増加する。
そして、その電圧がツェナーダイオード１９のツェナー
電圧以上に達すると、トランジスタ２２がオンとなる。
電圧以上に達すると、トランジスタ２２がオンとなる。
すると、その信号はタイ之ングベルス遅延時間発生器４
５に伝達・され抵抗４６とコンデンサ４７により決定さ
れる・遅延時間をもつ信号が出力される。この信号は前
記コレクタ電流のピーク館のパルス幅管拡げた俳号とな
るので、スイッチング・レギュレータ用コントレールＩ
Ｃ３４のシャットダウン回Ｍ３５Ａに入力され、トラン
ジスタ３７を完全にオンとす・ることかできる。従って
、前述の如く、コンパレ・−夕３９の入力が低下し、ト
ランジスタ４４の発Ｕ振が停止することにより、トラン
ジスタ６の発番を停止させ、この結果、端子１４．１５
の直流外力電圧が垂下する。
５に伝達・され抵抗４６とコンデンサ４７により決定さ
れる・遅延時間をもつ信号が出力される。この信号は前
記コレクタ電流のピーク館のパルス幅管拡げた俳号とな
るので、スイッチング・レギュレータ用コントレールＩ
Ｃ３４のシャットダウン回Ｍ３５Ａに入力され、トラン
ジスタ３７を完全にオンとす・ることかできる。従って
、前述の如く、コンパレ・−夕３９の入力が低下し、ト
ランジスタ４４の発Ｕ振が停止することにより、トラン
ジスタ６の発番を停止させ、この結果、端子１４．１５
の直流外力電圧が垂下する。
前記タイミングパルス遅延時間発生４ｗ４５とし・では
、公知の種々のタイマ回路等を用いることができる。ま
た、本発明は上記実施例に限定されるべきものではなく
、フォワードコンバータ方式のスイッチング９レギユレ
ータの過電流検出Ｕ路血般に適用可能であることは言う
までもない。
、公知の種々のタイマ回路等を用いることができる。ま
た、本発明は上記実施例に限定されるべきものではなく
、フォワードコンバータ方式のスイッチング９レギユレ
ータの過電流検出Ｕ路血般に適用可能であることは言う
までもない。
発明の効果
以上述べた如く、本発明によれば、−次側主スィッチン
グ・トランジスタのコレクタ電流を検出。
グ・トランジスタのコレクタ電流を検出。
するカレントトランスと、該カレントトランスの出力を
整流する整流回路および該整流回路の出力の大きさ【識
別する識別回路を有する７オワ−Ｐコンバータ方式スイ
ッチング・レギュレータの過電流検出回路において、前
記識別回路の後段にタイ之ングパルス遅延時間発生器を
設けたので、前記トランジスタのコレクタ電流が規定値
を越えた場合には、これを確実に検出することができ、
飢記Ｆランジスタの破損を確実に防止することができる
という−１な効果を妻する。
整流する整流回路および該整流回路の出力の大きさ【識
別する識別回路を有する７オワ−Ｐコンバータ方式スイ
ッチング・レギュレータの過電流検出回路において、前
記識別回路の後段にタイ之ングパルス遅延時間発生器を
設けたので、前記トランジスタのコレクタ電流が規定値
を越えた場合には、これを確実に検出することができ、
飢記Ｆランジスタの破損を確実に防止することができる
という−１な効果を妻する。
［１図は従来の７オワ一ドコンバータ方式のスイッチン
グ・レギュレータの過電流検出回路の構ｔＬＷｉ、第２
図は本発明の一実施例を示す構成図である。 １．２：商用交流入力電圧受電端子、３＝ダイオードス
タツクｓ ４ ＃ ｌ ３ ｓ電解コンデンサ、δ：カ
レントトランス、６：スイッチング・トランジスタ、６
Ａ：サージ・サプレッサ回路、１０：）ランス、ＩＩＡ
：整流平滑回路、１４１１５＝電流出力端子、１９：ツ
ェナーダイオード、１９Ａ。 １９Ｂ ｓｉｌ別回路、３４ ｔ スイッチング・レキ
３：レータ用コント四−ルＩＣ，３８，３９１コンハレ
ータ、４０：基準電圧発生器、４１：［定周波数発生器
、４２：フリップ７四ツブ回路、４３：ＮＯＲ回路、４
５＝タイ建ングパルス遅延時間尭生器。 特許出願人 株式会社 日立製作所 ３３２−
グ・レギュレータの過電流検出回路の構ｔＬＷｉ、第２
図は本発明の一実施例を示す構成図である。 １．２：商用交流入力電圧受電端子、３＝ダイオードス
タツクｓ ４ ＃ ｌ ３ ｓ電解コンデンサ、δ：カ
レントトランス、６：スイッチング・トランジスタ、６
Ａ：サージ・サプレッサ回路、１０：）ランス、ＩＩＡ
：整流平滑回路、１４１１５＝電流出力端子、１９：ツ
ェナーダイオード、１９Ａ。 １９Ｂ ｓｉｌ別回路、３４ ｔ スイッチング・レキ
３：レータ用コント四−ルＩＣ，３８，３９１コンハレ
ータ、４０：基準電圧発生器、４１：［定周波数発生器
、４２：フリップ７四ツブ回路、４３：ＮＯＲ回路、４
５＝タイ建ングパルス遅延時間尭生器。 特許出願人 株式会社 日立製作所 ３３２−
Claims (1)
- 一次側主スイツチング・パワートランジスタのコレクタ
電流を検出するカレントトランスと、験カレントＦラン
スの出力を整流する整流回路および該整流回路の出力の
大きさを識別する識別回路ヲ有するフォワードコンノく
一夕方式スイツチングレギュレータの過電流検出回路に
おし）で、前記識別回路の後段にタイ攬ングパルス遅延
時間発生器を設けたことを特徴とするスイッチング・レ
ギュレータの過電流検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8302982A JPS58201575A (ja) | 1982-05-19 | 1982-05-19 | スイツチング・レギユレ−タの過電流検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8302982A JPS58201575A (ja) | 1982-05-19 | 1982-05-19 | スイツチング・レギユレ−タの過電流検出回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58201575A true JPS58201575A (ja) | 1983-11-24 |
Family
ID=13790801
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8302982A Pending JPS58201575A (ja) | 1982-05-19 | 1982-05-19 | スイツチング・レギユレ−タの過電流検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58201575A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5639731A (en) * | 1987-05-22 | 1997-06-17 | Pripps Bryggerier Ab | Amino acids for the preparation of a beverage |
| EP3438543A4 (en) * | 2016-03-30 | 2019-04-24 | Guangdong Midea Kitchen Appliances Manufacturing Co., Ltd. | OVERVOLTAGE PROTECTION AND MICROWAVE OVEN |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5553183A (en) * | 1978-10-11 | 1980-04-18 | Fanuc Ltd | Protecting overcurrent of power-switching element in switching power supply |
-
1982
- 1982-05-19 JP JP8302982A patent/JPS58201575A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5553183A (en) * | 1978-10-11 | 1980-04-18 | Fanuc Ltd | Protecting overcurrent of power-switching element in switching power supply |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5639731A (en) * | 1987-05-22 | 1997-06-17 | Pripps Bryggerier Ab | Amino acids for the preparation of a beverage |
| EP3438543A4 (en) * | 2016-03-30 | 2019-04-24 | Guangdong Midea Kitchen Appliances Manufacturing Co., Ltd. | OVERVOLTAGE PROTECTION AND MICROWAVE OVEN |
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