JPS6285670A

JPS6285670A - スイツチングレギユレ−タ

Info

Publication number: JPS6285670A
Application number: JP22352085A
Authority: JP
Inventors: Katsumi Fujikawa; 藤川　克美; Akinori Miyazaki; 宮崎　彰典
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1985-10-09
Filing date: 1985-10-09
Publication date: 1987-04-20

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明はスイッチングレギュレータに係り、特にフォワ
ード・コンバータノブ式の多出力スイッチングレギュレ
ータに関する１゜〔発明の背景〕従来７スイツ升ングＬ／ギュ！ノータにむけるパワース
イッチ素子の過電流保護ｔ′ｉ犬、とじては。

例えば特開昭５５−５３１８　：３−号広報記枚の技術
が知られている。これは（−ラ゛／スの−・次′ｌｔ流
を断続するパワースイッチ素子と、トランスの二次側の
整流出力電圧の変化ビ応じて制御パルスを発生してパワ
ースイッチ素ｒ−ａ制御し、整流出力電圧を一定値に保
持、させる制御回路六−有するスイッチング電源におい
で、立上りの遅いトランス−次側を流れる過電流を検出
して、パワースイッチ素子に流れる電流が規定値を越え
たときにパワースイッチ素子をオフさせるものである。

この方式は、パワースイッチ素子即ちトランジスタのコ
レクタ電流を常に監視しているので、瞬間的な過電流も
検出することができるが、異常状態が解除されれば過電
流検出回路はリセットされ、主スイツチングトランジス
タの発振は開始するために出力電圧は自動復帰する。し
たがって、出力電源は低下→上昇→低下を繰り返すため
に直流モータを有する装置を負荷とする場合には、直流
モータ駆動用電源が低下→上昇→低下を繰り返すことに
より装置側負荷を破損することがあった。

〔発明の目的〕

本発明の目的は過電流発生時に装置側負荷を破損するこ
となく、かつ信頼性の高い多出力スイッチングレギュレ
ータを提供する。

〔発明の概要〕

本発明は上記した目的を達成するため、同一高周波トラ
ンスの二次側に複数の独立した二次巻線を設けたフォワ
ード・コンバータ方式多出力スイッチングレギュレータ
において、高周波トランスの一次巻線電流検出手段と、
入力過電流保護装置制御手段とを設け、前記検出手段で
異常電流を検出したときには主スイツチングトランジス
タの発振を停止させるとともに前記入力過電流保護装置
を動作させるスイッチングレギュレータを提供する。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の一実施例を図面により説明する。

図において、１，２は受電端子であり、ここに商用交流
入力電圧が印加される。受電端子１側には電源の投入・
切断を行う入力過電流保護装置２Ａが接続している。こ
の過電流保護装置２Ａは接点２Ｂとコイル２Ｃから成る
もので、電源内部に異常が発生し過負荷となった時及び
コイル２Ｃに特定の電圧が印加された時には接点２Ｂが
動作し交流入力の供給を断つものである。さらに受電端
子１，２は接点２Ｂを介して全波整流回路３の交流入力
端子に接続する。この全波整流回路３はダイオード３Ａ
乃至３Ｄににより構成され、直流出力端子間に直流電圧
中に含まれる交流会を除去するための平滑用コンデンサ
４を接続する。一方の直流出力端子にカレントトランス
５を介して直流電圧を高周波交流電圧に変換するための
一次側主スイツチングトランジスタ（以下、単にトラン
ジスタという）６のエミッタを接続する。このカレント
トランス５はトランジスタ６のコレクタ電流を検出する
ものである。他方の直流出力端子側とトランジスタ６の
コレクタ間には、コンデンサ７とダイオード８と抵抗９
から成るサージサプレッサ６Ａが接続している。そして
、サージサプレッサ６Ａと並列に高周波トランス１０の
一次側を接続する。サージサプレッサ６Ａはトランジス
タ６が発振を繰り返すことにより、高周波トランス１０
に発生するフライバック電圧を吸収するものであり、高
周波トランス１０はトランジスタ６の発振により発生す
る高周波交流電圧を降圧するとともに一次回路と二次回
路を絶縁するものである。ＩＬＡは整流平滑回路であり
、高周波交流電圧をダイオード（センタータップ）１１
とチョークコイル１２及びコンデンサ１３により直流電
圧に変換している。１４−．１５及び４６，４７及び４
８，４９は直流電圧供給端子であり、ここから直流出力
電圧を供給する。

カレントトランス５に接続するダイオード１６はカレン
トトランス５の出；を整流するためのものである。カレ
ントトランス５の端子間にはコンデンサ１７と抵抗１８
が接続し、抵抗１８の両端にはトランジスタ６のコレク
タ電流に比例した直流電圧が発生する。１９Ａは第１の
過電流検出回路であって、ツェナーダイオード１９と抵
抗２０，２１，２３，２３Ａとトランジスタ２２とコン
デンサ１７Ａ及びタイミングパルス遅延時間発生器２４
から成る。さらに受電端子１，２は補助電源用トランス
２５の一次側と接続している。補助電源用トランス２５
の二次側はダイオード２６Ａ乃至２６Ｄから成る全波整
流回路２６の交流入力端子となっている。

２７は全波整流回路２６で得られた直流電圧中に含まれ
る交流分を小さくするための平滑用コンデンサである８
２８は三端子レギュレータＩＣであり、規定の直流出力
電圧を作っている。

次に３４はコントロールＩＣであってスイッチングレギ
ュレータを制御する。このコントロールＩＣ３４は、基
準電圧発生器４０と固定周波数発生器４１を含むととも
に、パルス幅制御並びにディーティサイクル設定を行う
ものである。

基準電圧発生器４０はコントロールＩＣ３４内部の基Ｓ
電圧を作るものである。固定周波数発生器４１は抵抗３
０、コンデンサ３１により固定周波数を発生させる。抵
抗３２．３３は直流出力供給端子４８．４９間の直流出
力電圧と比較する電圧を決定するものである。３５Ａは
シャットダウン回路であって抵抗３５．３６とトランジ
スタ３７から成る。さらに、３８．３９はコンパレータ
であって４２はフリップフロップ、４３はＮＯＲ回路、
４４はトランジスタである。また、４５は第２の過電流
検出回路である。

次に、この実施例の動作を説明する。

受電端子１，２に商用交流入力電圧が印加されると、こ
の電圧は入力過電流保護装置２Ａの接点２Ｂが閉じてい
る時には接点２Ｂを経由して全波整流回路３において直
流電圧に変換されて平滑用コンデンサ４の両端に印加さ
れる。この直流電圧は１−ランジスタロが発振を繰り返
すことにより、高周波交流電圧に変換される。１−ラン
ジスタロが発振を繰り返すことにより、高周波トランス
】−０にはフライバック電圧が発生ずるが、このフライ
バック電圧はサージサプレッサ６Ａにより吸収される。

また、受電端子１゜２に商用交流入力電圧が印加される
と、補助電源用トランス２５により降圧され、全波整流
回路２６により整流されて、平滑用コンデンサ２７の両
端には直流電圧が印加させる。この直流電圧は非安定直
流電圧のために電圧安定化精度が悪く、論理素子をでき
ないので、三端子レギュレータ２８により安定化した直
流電圧に変換する。この安定化された直流電圧はスイッ
チングレギュレータ用コントロールＩＣ３４に供給され
る。すると、基Ｐ！電圧発生器４０において安定化され
た直流電圧が発生し、この電圧がコン（ヘロールＩＣ３
４内部の主要各部へ供給される。これにより、固定周波
数発生器４］において抵抗３０とコンデンサ３１により
決定されるタロツクパルスと鋸歯状波電圧が発生される
。

これらの各出力は、フリップフロップ４２及びコンパレ
ータ：３９に送られる。これにより、コンパレータ３９
は誤差増幅器３８の出力信号とこの鋸歯状波電圧とを比
較することによりパルス幅変調出力を生ずることになる
。このパルス幅変調出力はＮＯＲ回路４３においてフリ
ップフロップ４２の各出力で時分割されて、２つのパル
スに振り分けられる。このようにして、ＮＯＲ回路４３
の出力には、クロックの２周期に１回の割合でコンパレ
ータ３９のパルス幅変調出力が交互に現われるがこれら
のパルス幅はコンデンサ３１の値により所定のパルス幅
だけせばめられるようになっている。このＮ０Ｒ４３の
出力はトランジスタ４４に伝達され、トランジスタ４４
は発振を繰り返すのでそれに応じトランジスタ６も発振
を繰り返し、７滑用コンデンサ４両端の直流電圧は高周
波交流電圧に変換されるにの高周波交流電圧は高周波ト
ランス１０にて降圧させ、整流平滑回路１１−Ａにて直
流電圧に変換しているので、端子１４，１．５及び４６
．４７及び４８．４９には直流出力電圧が発生する。こ
の直流電圧は誤差増幅器３８の入力となり、基Ｉｉ！定
圧に比較して常に端子４８゜４つには一定の直流出力電
圧が得られるようにしている。シャットダウン回路３５
Ａを構成するトランジスタ３７がオンすると、コンパレ
ータ３９の入力が低下してトランジスタ４４の発振が停
止することにより、トランジスタ６の発振も停止トし、
端子１４．１５及び４６．４７及び４８．４９の直流出
力電圧は垂下する。

いま、端子４８．４９を短絡すると、トランジスタ６の
コレゲタ電流は増加し、カレントトランス５に流れる電
流も増加するので抵抗１８の両端に発生する電圧も増加
する。その電圧がツェナーダイオード１９のツェナー電
圧以上に達すると、トランジスタ２２がオンとなる。ト
ランジスタ２２がオンすると、その信号はタイミングパ
ルス遅延時間発生器２４に伝達され、抵抗２３Ａとコン
デンサ１７Ａにより決定される遅延時間をもつ信号が出
力される。この信号はコレクタ電流のピーク値のパルス
幅を拡げた信号となるので、コントロールＩＣ３４のシ
ャットダウン回路３５Ａに入力され、トランジスタ３７
がオンする。つれて、コンパレータ３９の入力が低下し
、トランジスタ４４の発振が停止することにより、トラ
ンジスタ６の発振を停止させる。この結果、端子１４，
１５及び４６゜４７及び４８，４９の直流出力電圧が低
下する。

すなわち、抵抗２３Ａとコンデンサ１７Ａにより決定さ
れる遅延時間だけトランジスタ６の発振が停止し、直流
出力電圧が低下することになる。そして、遅延時間後に
短絡状態が解除されるとトランジスタ６は再び発振を繰
り返すために直流出力電圧も発振する。そこで、直流出
力供給端子に接続される装置側にてインターミツテッド
な負荷短絡が発生したとすると、上述のプロセスにより
直流出力電圧もインターミツテッドに低下→上昇→低下
動作を繰り返すことになり、特定負荷が接続される時に
は装置側負荷を破損することがある。

そこで、本実施例では第１の過電流検出回路１９Ａの後
段に第１の過電流検出回路１９Ａからの出力により動作
する第２の過電流検出回路４５を設け、第１の過電流検
出回路１９Ａにて決定されている遅延時間経過後に、第
２の過電流検出回路が動作し入力過電流保護装置２Ａを
動作させることにしている。

尚、遅延時間発生器２４、第２の過電流検出回路４５と
しては、周知のタイマ回路等を用いることができる。

また、本発明は実施例のものに限定されることなく、そ
の要旨を変更しない範囲で種々変形応用可能であること
は言うまでもない。

〔発明の効果〕

本発明によれば、第１の過電流検出回路の後段に設けた
第２の過電流検出回路が、第１の過電流検出回路の出力
により、所定の遅延時間経過後に動作し入力過電流保護
装置を動作させるので、スイッチングトランジスタのコ
レクタ電流のオーバーカレントを確実に検出でき、その
破損を防止できる。そして、過電流発生時に装置側負荷
の破損を防止することができる効果がある。

【図面の簡単な説明】

添付の図面は１本発明に係るスイッチングレギュレータ
の一実施例を示す構成図である。１．２・・・商用交流入力電圧受電端子、２Ａ・・・入
力過電流保護装置、１４，１５，４６，４７゜４８．４
９・・・直流出力供給端子、１９Ａ・・・第１の過電流
検出回路、２５・・・補助電源用トランス、３．２６・
・・全波整流回路、２８・・・三端子レギュレータ、３
４・・・コントロールＩＣ，３５Ａ・・・シャットダウ
ン回路、３８．３９・・・コンパレータ、４０・・・基
準電圧発生器、４１・・・固定周波数発生器、４２・・
・フリップフロップ、４３・・・ＮＯＲ回路、４５・・
・第２の過電流検出回路。ｒ′−一ン＼、　。

Claims

【特許請求の範囲】１、同一の高周波トランスの二次側に複数の独立した二
次巻線を設けたフォワード・コンバータ方式多出力スイ
ッチングレギュレータにおいて、過負荷の際に交流入力
の供給を停止する入力過電流保護装置と、前記複数の二
次巻線に流れる電流を一次巻線に換算し、その総合一次
巻線電流を検出する第１の過電流検出手段と、この第１
の過電流検出手段の出力により動作する第２の過電流検
出手段を設け、前記第１の過電流検出手段にて異常電流
を検出したときには主スイッチングトランジスタの発振
を停止させ、前記第１の過電流検出手段で決定される遅
延時間経過後に前記第２の過電流検出手段を動作させ、
しかる後に、前記入力過電流保護装置を動作させること
を特徴とするスイッチングレギュレータ。２、第２の過電流検出手段がタイマ回路を含むことを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載のスイッチングレギ
ュレータ。