JPS58220219A - 周波数検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は周波数検出回路に係り、特にデジタル記録再生
システムに適用され最大及び最小反転周期が定められた
所定の変調方式を用いて記録された情報信号を復調する
に際し“Ｃの周波数検出をおこなう周波数検出回路に関
する。

〔発明の技術的背景〕

生来アナログ情報である信号、例えば音響信号（オーデ
ィオ信号）をデジタル信号に変換する所謂ＰＣＭ方式（
Ｐｕ１ｓｅ　Ｃｏｒｄ　ＭｏｄｕｌａｔｉｏｎＳｙａｔ
ｅｍ　）の使用は、記録再生信号の高品質化等のメリッ
トにより、近年活発化されつつある。

該ＰＣＭ方式に従ったオーディオ信号の記録に際しては
、アナログ信号を標本化し、量子化し、そして符号化し
て、最終的に２値レベルを有するデジタル信号として情
報記録媒体例えば光ディスク（Ｄ　Ａ　Ｄ　：　Ｄｉｇ
ｉｔａｌ　Ａｕｄｉｏ　Ｄｉｓｋと称される）に記録さ
れる。このとき、上記信号は誤り打止処理されて後僕変
調されるが、該変調方式としでは、例えばＥ　Ｆ　Ｍ　
（Ｅｉｇｈｔ　ｔｏ　ＦｏｕｒｔｅｅｎＭｏｄｕｌａｔ
ｉｏｎ　）、３　Ｐ　Ｍ　（３Ｐｏ５ｉｔｉｏｎ　Ｍｏ
ｄｕｌａｔｉｏｎ〕等が適用され、最大凌び最小反転周
↓０１が定め″られている。

上記反転周期を検出するためには、・千ルス信号で成る
入力信号及び復調クロック信号間の周波数相対比を求め
るが、従来においては入力信号と復調クロック信号との
位相を合わせることによって周波数検出がおこなわれて
いた。

第１図に、従来の検′出回路の構成例を示す。

即ち、入力信号２はエツジ検出回路４によって２やルス
エッジが検出されて、カウンタ６に供給される。カウン
タ６は、上記入力信号２の検出されたパルスエッソの間
隔を、復調クロック信号８に基づいてカウントする。カ
ウンタ６のカウント値１０はコンパレータ１２に供給さ
れ、ここにおいて、例えば最大反転周期（Ｔ　Ｉｎａｘ
　）レジスタ１４からのレジスタ値１６と比較される。

コンパレータ１２での比較処理において、上記カウンタ
６のカウンタ値１０がＴｍａｘレジスタ１４のレジスタ
値１６よりも大きい場合は、カウンタ６のカウンタ値１
０を新レジスタ値１８としてＴ　ｍａｘレジスタ１４ヘ
ロードする。このような操作により所定期間での最大反
転周期値（Ｔｍａｘ）をレジスタ１４に格納しておくこ
トカできる。

而して、上記Ｔ　ｍａｘレジスタ１４はデジタル積分回
路２０に接続されている。この理由は、ノイズ及びバー
スト誤り等の悪影響により最大反転周期値Ｔｍａｘの誤
検出を防止するためである。即ち、ＴｍａＸレジスタ１
４の出力端は加算器２２を介してＮ加算レジスタ２４に
接続されており、該Ｎ加算レジスタ２４の加算レジスタ
値２６は上記加算器２２及び１／′Ｎ除算器２８に供給
される。従って、任意期間の最大反転周期値に対応する
Ｔｍａｘレジスタ１４からの周波数比出力３０と上記加
算レジスタ値２６をＮ　７ＪＤ　痒処理し、その加算結
果を再度Ｎ加重レジスタ２４に入力する。このようにし
て加算処理をＮ回繰り返しおこなった後、レジスタ値２
６を１／Ｎし、これを最終的な最大反転周期値として出
力するものである１、 〔背景技術の問題点〕 上述のように構成された従来の周波数検出回路によれば
、周波数検出を入力信号及び復調クロック信号の位相を
合わせることによっておこない、ここにおいて位相情報
だけを用いている。

従って、カウンタ６に供給される同期信号８が一時的に
受信できないような場合には、周波数の検出は困難とな
ってしまうという欠点がある。

また、ノイズ等の悪影響を抑制するためにデジタル積分
回路２０を設けているが、これにより回路要素が増加し
て全体構成が不所望に復雑化してしまうという欠点があ
る。このことは、特に全体をＩＣ化してチップ内に収納
しようとする嚇合においては、一層深刻化される。

〔発明の目的〕

本発明は、上述の事情、を鑞みてなされたものであって
、その目的は、同期信号が一時的に受信できないような
状況においても、入力信号及び復調クロック信号の周波
数相対比を検出することができると共に全体構成を簡略
化することができる周波数検出回路を提供するにある。

〔発明の概要〕

本発明の周波数検出回路は、所定の変調方式に従って個
有に設定された反転周期制限値を有するデジタル入力信
号を復調するに際して検出されたパルスエツジ間隔を所
定のクロック信号に基づいてカウントするカウンタ部と
、設定データを格納するレジスタ部と、上記カウンタ部
皮びレジスタ部からの出力を比較するコン・母レータ部
とを具備している。所定期間内でカウンタ部及びレジス
タ部の出力が予め決められた相対的大小関係を満たす場
合には、コンパレータ部に応答してレジスタ部の設定デ
ータに対して定量的な演算処理をおこない、これにより
上記反転周期制限値に対応するデータとしてレジスタ部
内に保持するように構成される。これにより、上記目的
を達成することができる。

〔発明の実施例〕

先ず、本発明の一実施例が適用される光学式％式％ （ＤＡＤ）再生装置の概要にうき説明する。

第２図に示すように、ディスクモータ５０によって回転
駆動されるターンテーブル５２上に装着された情報記録
媒体、例えば光ディスク５４は、光学式ピックアップ５
６によって再生される。この場合、光学式ピックアップ
５６は、半導体レーデ５６ｍからの出射光をビームスプ
リッタ５６ｂ１及び対物レンズ５６ｃを介して光ディス
ク５４の信号記録面に照射し、該光ディスク５４に所定
の変調方式例えばＥＦＭ変調及びインタリープを併った
形態で記録されている情報信号（オーディオ信号）のデ
ジタル（ＰＣＭ）化データに対応したビット（反射率の
異なる凹凸）からの反射光を対物レンズ５６ｃｉびビー
ムスシリツタ５６ｂを介して４分割フォトディテクタ５
６ｄに導びく。該４分割フォトディテクタ５６ｄで光電
変換された４つの再生信号を外部に出力可能ＫＩ１１成
されており、４分割フォトディテクタ５６ｄはピックア
ップ送りモータ５８によって、光ディスク５４の半径方
向にリニア駆動される。

而して、４分割フォトディテクタ５６ｄからの４つの再
生信号は、マ）　ＩＪクス回路６ｏに供給されて所定の
マトリクス演算処理が施されることによりフォーカスエ
ラー信号Ｆｓ　　）ラッキングエラー信号Ｅ及び高周波
信号ＲＦに分離される。

フォーカスエラー信号Ｆは、フォーカスサーチ回路６２
からのフォーカスサーチ信号と共に、上記光学式ピック
アラ７′″５６のフオーカスサ−が系ＦＳの駆動に供せ
られる。また、トラッキングエラー信号Ｅは、後述する
システムコントローラ６４を介して与えられるサーチ制
御信号と共に、光学式ピックアップ５６のトラッキング
サーが系Ｔ８の□駆動及びピックアップ送りモータ５８
のリニアトラッキング制■に供せられる。

高周波信号ＲＦは、主再生信号成分として再生信号処理
系６６に供給される。該再生信号処理系６６は、先ず再
生信号をスライスレベル（アイＡ？ターン）検出器６８
によって制御される波形整形回路７０に導いて不要なア
ナログ成分及び必要とするデータ成分を分離し、データ
成分のみをＰ、Ｌ　Ｌ型で成る周期クロック再生回路７
２及び信号処理系７４のエツジ検出器１４ｍに供給する
。

この状況において、同期クロック再生回路７２からの周
期クロックは、データ復調用として上記信号処理系７４
における周期信号分離用クロック生成回路７４ｂに導か
れて、同期信号分離用クロック信号の生成に供せられる
。

一方、上記エツジ検出器７４ａを通った再生信号は、同
期信号検出器７４ｃに供給され、上記同期信号分離用ク
ロック信号により同期信号が分離されると共に、復調回
路７４ｄによりＥＦＭ復祠される。また、同期信号は、
同期信号保護回路７４ｅを介して、誤動作防止・用に保
護された状態で、上記同期信号分離用クロック信号と共
に入力データ処理用タイミング信号生成回路７４ｆに導
びかれる。

また、復調信号は、データバス入出力制御回路７４ｇを
介して、後述する他の信号処理系１６の入出力制卸回路
１６ｍに供給されると共に、そのうちのサブコードであ
るコントロール信号及び表示信号成分が、コントロール
表示処理回路７４ｈ及びサブコード処理回路７４ｉに供
給される。上記サブコード処理回路７４′ムで必要なエ
ラー検出及び訂正が施されたサブコードデータは、シス
テムコントローラ用インターフェイス回路７４ｆを介し
てシステムコントローラ６４に伝送される。

上記システムコントローラ６４は、マイクロプロセッサ
、４ンタ一フエイ哀回路及びドライバ用集積回路等を有
して成り、コントロールスイッチ７８からの指令信号に
より、ＤＡＤ再生装置置装所望□の状態に制御すると共
に、上述のサブコード（例えば再生曲のインデックス情
報等）を表示器８０に表示せしめるのに供せられる。

上記入力データ処理用タイミングイ６号生成回路７４ｆ
からのタイミング信号は、データセレクト回路７４ｊを
介して上記データバス入出力制御回路７４ｇの劃−用に
供せられる。同時に上記タイミング信号は、周波数検出
器７４ｋ及び位相検出器７４！並びにＰＷＭ変調器７４
ｍを介して、上記ディスクモータ５０を線速度一定（Ｃ
ＬＶ）方式で駆動するための自動開波数制御（ＡＦＣ）
及び自動位相側［（ＡＰＣ）用に供せられる。

この場合、位相検出器７４！には、水晶発振器７４ｎか
らの発振信号に基づいて動作するシステムクロック生成
回路７４１）からのシステムクロック信号が供給されて
いる。

而して、上記他の信号処理回路７６の入出力制御回路１
６ｍを通った復調データは、エラー検出及び打正又は補
正用のシンドローム検出器７６ｂ、エラーポインタ制御
回路７６Ｃ，訂正回路７６ｄ及びデータ出力回路１６ｅ
を介して１ 必’ｌなエラー打正、デインタリーブ、エラー補正等の
処理がなされて、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ　）変換
器８２に供給される。

この場合、外部メモリ制御回路７６ｆは、上記データセ
レクト回路７４ｊと共働して打正に必要なデータが格納
されている外部メモリ８４を制御することにより、上記
入出力制御回路７６ｍを介して訂正に必要なデータを収
り込む如くなされている。また、タイミングコントロー
ル回路１６ｇは、上記システムクロック生成回路７４ｐ
からのシステムクロック信号に基づいて、ヱラー打正及
び補正に必要なタイミングコントロール信号を供給する
ように機能する。

ミューティング（検出）制御回路７６ｈは、上記エラー
ポインタ制御回路’１６ｃからの出力又はシステムコン
トローラ６４を介して与えられるコントロール信号に基
づいて、エラー補正時及びＤＡＤ再年装置の動作開始、
終了時に必要となる所定のミューティング制御をおこな
う。

このようにして、Ｄ／Ａ変換器８２によりアナ２ ｐグ信号に変換されたオーディオ再生信号は、低域フィ
ルタ８６及び増幅器８８を介してスピーカ９０に供給さ
れる。

以下、上述のようなりＡＤ再生装置に適用される本発明
の一実施例について説明する。

第３図に、本発明の第１の実施例である周波数検出回路
を第１図の従来回路と対応させて示している。光ディス
ク５４（第２図）から光学式ピックアップ５６により再
生されたデジタル入力信号１００は、例えばＢＦＭ変調
に従って既知の最大反転周期Ｔｍａｘ及び最小反転周期
Ｔｍ１ｎが予め決められている。該入力信号１００はエ
ツジ検出回路１０２に供給されもこのエツジ検出回路１
０２によって７４ルスエツジが検出されて、カウンタ１
０４のためのカウンタ制御信号１０６が生成される。カ
ウンタ１０４には復調クロック信号１０ｇが供給されて
おり、従ってカウンタ１０４は上記復調クロック信号１
０Ｂに基づいて入力信号１００の検出された・母ルスエ
ツジ間の間隔をカウントする機能な有する。該カウント
値１１０はコンノ臂レータ１１２の第１の入力端に供給
される。

面シて、上記コントロ−ラ１１２の第２の入力端には、
例えば最大反転周期値格納に係るｎピットのカウンタ型
レジスタ１１４が接続されている。該カウンタ型レジス
タ（アップカウンタ型）１１４は最大反転周期Ｔｍａｘ
に相当するレジスタ値１１６をコン、４レータ１１２に
供給する。コンノ臂レータ１１２は、上記カウンタ値１
１０及びレジスタ値１１６を比較し、カウンタ値１１０
の方がレジスタ値１１６より大きい場合に限り、出力Ａ
ｌｌスス１８をカウンタ型レジスタ１１４へ伝送し、こ
れにょリカウンタ蓋レジスタ１１４のレジスタ値をＩＩ
Ｉだけ増加即ちカウントアツプする。このようにして、
所定期間上記操作を繰り返しおこなった後、カウンタ型
レジスタ１１４は、積分された岐路的な最大反転周期値
としてレジスタ値１２０を出力する。

このように構成された本発明の第１の実施例によれば、
入力信号１００に含まれている既知の最大反転周期に対
応する周波数情報を積極的に利用することにより入力信
号及び復調クロック間の円波数相対比が求められる。従
って、カウンタ１０４に供給される復調クロック信号１
０８が一時的に消失したとしても上記川波数情報に基づ
いて相対比を容易に得ることができる。更に、カウンタ
型レジスタ１４を用いて、コンパレータ１１２の出カッ
４ルス１１＆に応答してレジスタ値に１１１をカウント
アツプするように構成され、これにより簡単に積分出力
を得ることができる。従って回路の全体構成要素数を減
少することができ、以って集積「ヒに対して極めて好適
となすことができる。

第４図に、本発明の第２の実施例を示す。第４図におい
て、上述した゛第１の実施例と同一な構成要素について
は同一の参、、、４符号を付してその説明は省略する。

入力信号１００はＡＮＤ回路１２４の第１の入力端に供
給され、復調クロック信号ｉｏｓは該ＡＮＤ回路１２４
の第２の入力端に供給される。即ち、当該＄２の実施例
においてはエツジ検出回路の代替として、入力信号１０
０及び復調クロック信号１０８にＡＮＤ処理をおこなう
ことによって、入力信号１００の１Ｈ″レベル区間若し
くは１Ｌルベル区間の何れかにおいて最大反転周期Ｔｍ
ａｘを検出するように構成されている。従って、Ｔｍａ
ｘ検出に要する検出期間は長くなり、エツジ検出回路１
０２（第３図）の場合に比較して実質的に２倍となる。

しかしながら、コン／４レータ１１２及びカウンタ戯レ
ジスタ１１４等での後の処理時間マージンに余裕を設定
できない状況等においては、逆に上記の点が有利となる
。

第５図に、本発明の第３の実施例である周波数検出回路
を示す。当該実施例においては、上述したｎビットのカ
ウンタ型レジスタＪ　Ｊ　４（第２図、第３図）に冑ピ
ット（ただしｍ　＜　ｎ’　）の重みづけをおこなうこ
とにより、カウンタ型しジスタ及ヒコンノ４レータのビ
ット数のＭ少を図っている。即ち、ｍビットの重みづけ
によって、カウンタ型レジスタ１３００ビツト数はｎ　
−ｍビットで済むようになる。これに併って、コンノ母
レータ１３２もｎ　−ｍビットに設定される。

なぜなら、上記カウンタ型レジスタ１３０からの出力デ
ータ１３４をカウンタ１０４からのカウンタ値１１０と
比較するに際して、ｎ−ｍビット容量の比較だけで済む
からである。この場合、ｎ−ｍビットコンパレータ１３
２には、上記カウンタ１０４の出力のうち下位Ｑ　−ｍ
ビットの出力のみが入力されることになる１、またカラ
ンｐ１０４及びｎ−ｍピットコンノ量レータ１３２は、
他のＡＮＤ回路１３６の第１及び第２入力端に接続され
ており、これによりｎ−ｍビットコンノ量レータ１３２
のｎ　−ｍ　ヒラトラ有する出力１３８とカウンタ１０
４の出力のうち上位ｍビットの出力とをＡＮＤ処理する
ことにより、上記重みづけ分を付加し、この後該ＡＮＤ
回路１３６の出力１４０をクロック信号として上述のｎ
　−ｍビットのカウンタ型レジスタ１３０に供給するも
のである。

このような構成によれば、重みづけをおこなうことによ
ってカウンタ型レジスタ１３０及びコンノ母レータ１３
２のピット数を減少することができ、以って構成の簡略
化に一層有利となる。

尚、本発明は上述した実施例に限定されるものではなく
、当該発明が属する技術分野における当業者により、本
発明の範囲内で種々変形されても良いのは勿論である。

例えば、上述の実施例においては、ＢＦＭに従って設定
される反転同期のうち鏝大値（Ｔ　ｗａｘ）を用いて周
波数検出をおこなうように構成されたが、これに限らず
最小反転周期（Ｔｍ１ｎ）を用いても同等の効果を得る
ことができる。即ちこの場合には、コン・ぐレータでの
比較処理に係る被処理ｒ−タ間の大小関係を逆に設定す
ると共に、カウンタ型レジスタとしてダウンカウンタ型
を適用すれば良い。ただし、この場合、最大反転周期（
Ｔｍａｘ）を用いた上記実施例と略同等の分解能を得る
ためには、復調クロック信号１０８の周波数を高く設定
する必要がある。

以上述べたように、本発明によれば、同期信号が一時的
に受信できないような状況においても、入力信号及び復
調クロック信号の周波数比を検出できると共に全体構成
を簡略することができる周波数検出回路を提供すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の周波数検出回路のブロック図、第２図は
周波数検出回路が適用されるデジタル。 オーディオ・ディスク（ＤＡＤ）再生装置の基本的な全
体構成を示すブロック図、第３図乃至第５図は夫々本発
明の第１乃至第３の実施例である周波数検出回路のブロ
ック図である。 １０２・・・エツジ検出回路、１０４・・・カウンタ、
１１２．１３２・・・コンノ臂レータ、１１４，１３０
・・・カウンタ型レジスタ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 所定の変調方式に従って個有に設定された反転周期制限
   値を有するデジタル六方信号を復調するに際して検出さ
   れたパルスエツジ間隔を所定のクロック信号に基づいて
   カウントするカウンタ手段と、設定データを格納するレ
   ジスタ手段と、前記カウンタ手段及び前記レジスタ手段
   からの出力を比較するコン・ぐレータ手段とを具備し、
   所定期間内で前記カウンタ手段及び前記レジスタ手段の
   出力が予め決められた相対的大小関係を満たす場合に前
   記コン・母レータ手段に応答して前記レジスタ手段の前
   記設定データに対して定量的な演算処理をおこ々い、前
   記反転周期制限値に対応するデータとして前記レジスタ
   内に保持することを特徴とする周波数検出回路。