JPH0452552B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は周波数検出回路に係り、特にデジタル
記録再生システムに適用され最大及び最小反転周
期が定められた所定の変調方式を用いて記録され
た情報信号を復調するに際して上記最大又は最小
反転周期を検出する周波数検出回路に関する。

〔発明の技術的背景〕

生来アナログ情報である信号例えば音響信号
（オーデイオ信号）をデジタル信号に変換するる
所謂PCM方式（Pulse Cord Modulation
System）の使用は、記録再生信号の高品質化等
のメリツトにより、近年活発化されつつある。該
PCM方式に従つたオーデイオ信号の記録に際し
ては、アナログ信号を標本化し、量子化し、そし
て符号化して、最終的に２値レベルを有するデジ
タル信号として情報記録媒体例えば光デイスク
（DAD：Digital Audie Diskと称される）に記録
される。このとき、上記信号は誤り訂正処理され
て後変調されるが、該変調方式としては、例えば
EFM（Eight to Fourteen Modulation）、3PM
（3Poaition Modulation）等が適用され、最大及
び最小の反転周期がが定められている。

従来の周波数検出回路は、基本的にエツジ検出
回路、カウンタ、コンパレータ及びレジスタ（例
えば最大反転周期格納用レジスタ）を含んで構成
されており、再生入力信号は上記エツジ検出回路
によつてそのパルスエツジが検出されてカウンタ
に供給される。カウンタは入力信号の検出された
パルスエツジ間隔を、復調クロツク信号に基づい
てカウントする。カウンタのカウント値はコンパ
レータに供給され、ここにおいて最大反転周期
（Tmax）格納用レジスタからのレジスタ値と比
較される。コンパレータでの比較処理において、
上記カウンタのカウンタ値がTmaxレジスタのレ
ジスタ値よりも大きい場合は、カウンタのカウン
タ値を新レジスタ値として上記Tmaxレジスタへ
ロードする。このような操作により、所定期間で
の最大反転周期値（Tmax）をレジスタに格納し
ておくことができる。

〔背景技術の問題点〕

上述の如く構成された従来の周波数検出回路に
よれば、最大又は最小の反転周期の検出に際して
の検出分解能を向上するためには、復調クロツク
信号の周波数を高く設定することが必要であつ
た。例えば検出分解能を２倍にするためには２倍
のクロツク周波数を有する復調クロツク信号をカ
ウンタに供給しなければならない。従つてこの場
合のカウンタとしては、上記高周波数クロツク信
号に同期して動作できる程度のマージンをもつて
いることが必須条件となる。しかしながら、カウ
ンタのクロツクマージンを向上することはカウン
タの構成の復雑化及び製造コストの上昇を併ない
好ましいことではない。即ち、従来においては、
カウンタが必要とされるクロツクマージンを有し
ていない場合には、検出分解能を向上することは
期待できないという問題があつた。また、検出分
解能の向上に限らず、同一の分解能を有する周波
数検出回路におけるカウンタのクロツクマージン
の軽減化に対して、何ら有効的な処理をおこなう
ことができなかつた。

〔発明の目的〕

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであつ
て、その目的は検出分解能に対応して要求される
カウンタのクロツクマージンを軽減化し以つて検
出分解能の向上を容易におこなうことができる周
波数検出回路を提供するにある。

〔発明の概要〕

本発明の周波数検出回路は、所定の変調方式に
従つて個有に設定された反転周期制限値を有する
デジタル入力信号のパルスエツジ間隔を所定の周
波数を有するクロツク信号に基づいてカウントす
るカウント部とデータを格納するレジスタ部と、
カウンタ部及びレジスタ部からの出力を互いに比
較するコンパレータ部とを具備している。上記カ
ウンタ部は複数個設けられかつ互いに並列に接続
されている。各カウンタ部からの出力は互いに加
算されてコンパレータ部へ供給され、この場合複
数個のカウンタ部には夫々上記クロツク信号の周
波数と同等若しくは分周された周波数を有する信
号がクロツク信号として供給される。これにより
上述した目的を達成することができる。

〔発明の実施例〕

先ず、本発明の一実施例が適用される光学式
（CD型）デジタル・オーデイオ・デイスク
（DAD）再生装置の概要につき説明する。

第１図に示すように、、デイスクモータ５０に
よつて回転駆動されるターンテーブル５２上に装
着された情報記録媒体、例えば光デイスク５４
は、光学式ピツクアツプ５６によつて再生され
る。この場合、光学式ピツクアツプ５６は、半導
体レーザ５６ａからの出射光をビームスプリツタ
５６ｂ及び対物レンズ５６ｃを介して光デイスク
５４の信号記録面に照射し、該光デイスク５４に
所定の変調方式例えばEFM変調及びインタリー
ブを併つた形態で記録されている情報信号（オー
デイオ信号）のデジタル（PCM）化データに対
応したピツト（反射率の異なる凹凸）からの反射
光を対物レンズ５６ｃ及びビームスプリツタ５６
ｂを介して４分割フオトデイテクタ５６ｄに導び
く。該４分割フオトデイテクタ５６ｄで光電変換
された４つの再生信号を外部に出力可能に構成さ
れており、４分割フオトデイテクタ５６ｄはピツ
トアツプ送りモータ５８によつて、光デイスク５
４の半径方向にリニア駆動される。

而して、４分割フオトデイテクタ５６ｄからの
４つの再生信号は、マトリクス回路６０に供給さ
れて所定のマトリクス演算処理が施されることに
より、フオーカスエラー信号Ｆ、トラツキングエ
ラー信号Ｅ及び高周波信号RFに分離される。

フオーカスエラー信号Ｆは、フオーカスサーチ
回路６２からのフオーカスサーチ信号と共に、上
記光学式ピツクアツプ５６のフオーカスサーボ系
FSの駆動に供せられる。またトラツキングエラ
ー信号Ｅは、後述するシステムコントローラ６４
を介して与えられるサーチ制御信号と共に、光学
式ピツクアツプ５６のトラツキングサーボ系TS
の駆動及びピツクアツプ送りモータ５８のリニア
トラツキング制御に供せられる。

高周波信号Rは、主再生信号成分として再生
信号処理系６６に供給される。該再生信号処理系
６６は、先ず再生信号をスライスレベル（アイパ
ターン）検出器６８によつて制御される波形整形
回路７０に導いて不要なアナログ成分及び必要と
するデータ成分を分離し、データ成分のみを
PLL型で成る同期クロツク再生回路７２及び信
号処理系７４のエツジ検出器７４ａに供給する。

この状況において、同期クロツク再生回路７２
からの同期クロツクは、データ調用として上記信
号処理系７４における同期信号分離用クロツク生
成回路７４ｂに導かれて、同期信号分離用クロツ
ク信号の生成に供せられる。

一方、上記エツジ検出器７４ａを通つた再生信
号は、同期信号検出器７４ｃに供給され、上記同
期信号分離用クロツク信号により同期信号が分離
されると共に、調回路７４ｄによりEFM復調さ
れる。また、同期信号は、同期信号保護回路７４
ｅを介して、誤動作防止用に保護された状態で、
上記同期信号分離用クロツク信号と共に入力デー
タ処理用タイミング信号生成回路７４ｆに導かれ
る。

また、復調信号は、データバス入出力制御回路
７４ｇを介して、後述する他の信号処理系７６の
入出力制御回路７６ａに供給されると共に、その
うちのサブコードであるコントロール信号及び表
示信号成分が、コントロール表示処理回路７４ｈ
及びサブコード処理回路７４ｉに供給される。上
記サブコード処理回路７４ｉで必要なエラー検出
及び訂正が施されたサブコードデータは、システ
ムコントローラ用インターフエイス回路７４ｇを
介してシステムコントローラ６４に伝送される。

上記システムコントローラ６４は、マイクロプ
ロセツサインタフエイス回路及びドライバ用集積
回路等を有して成り、コントロールスイツチ７８
からの指令信号により、DAD再生装置を所望の
状態に制御すると共に、上述のサブコード（例え
ば再生曲のインデツクス情報等）を表示器８０に
表示せしめるのに供せられる。

上記入力データ処理用タイミング信号生成回路
７４ｆからのタイミング信号は、データセレクト
回路７４ｊを介して上記データバス入出力制御回
路７４ｇの制御用に供せられる。同時に上記タイ
ミング信号は、周波数検出器７４ｋ及び位相検出
器７４ｌ並びにPWM変調器７４ｍを介して、上
記デイスクモータ５０を線速度一定（CLV）方
式で駆動するための自動周波数制御（AFC）及
び自動位相制御（APC）用に供せられる。

この場合、位相検出器７４ｌには、水晶発振器
７４ｎからの発振信号に基づいて動作するシステ
ムクロツク生成回路７４ｐからのシステムクロツ
ク信号が供給されている。

而して、上記他の信号処理回路７６の入出力制
御回路７６ａを通つた復調データは、エラー検出
及び訂正又は補正用のシンドローム検出器７６
ｂ、エラーポインタ制御回路７６ｃ、訂正回路７
６ｄ及びデータ出力回路７６ｅを介して必要なエ
ラー訂正、デインタリーブ、エラー補正等の処理
がなされて、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換
器８２に供給される。

この場合、外部メモリ制御回路７６ｆは、上記
データセレクト回路７４ｊと共働して、訂正に必
要なデータが格納されている外部メモリ８４を制
御することにより、上記入出力制御回路７６ａを
介して訂正に必要なデータを取り込む如くなされ
ている。また、タイミングコントロール回路７６
ｇは、上記システムクロツク生成回路７４ｐから
のシステムクロツク信号に基づいて、エラー訂正
及び補正に必要なタイミングコントロール信号を
供給するように機能する。

ミユーテイング（検出）制御回路７６ｈは、上
記エラーポインタ制御回路７６ｃからの出力又は
システムコントローラ６４を介して与えられるコ
ントロール信号に基づいて、エラー補正時及び
DAD再生装置の動作開始、終了時に必要となる
所定のミユーテイング制御をおこなう。

このようにして、Ｄ／Ａ変換器８２によりアナ
ログ信号に変換されたオーデイオ再生信号は、低
域フイルタ８６及び増幅器８８を介して、スピー
カ９０に供給される。

以下、上述のようなDAD再生装置の第２図に
示されたPLL回路７２を制御するための一手段
として設けられ入力信号の最大反転周期等の反転
周期制限値を検出する本発明の一実施例に従つた
周波数検出回路について説明する。

第２図に、本発明の第１の実施例である周波数
検出回路を示す。光デイスク５４（第１図）から
光学式ピツクアツプ５６により再生されたデジタ
ル入力信号は、例えばEFM変調に従つて既知の
最大反転周期Tmax及び最小反転周期Tminが予
め決められている。該入力信号１００はエツジ検
出回路１０２に供給される。このエツジ検出回路
１０２によつてパルスエツジが検出されて、カウ
ンタ制御信号１０４が生成される。カウンタ制御
信号１０４は、互いに並列に接続されている２個
のカウンタ１０６，１０８に供給される。クロツ
ク入力端子１１０は一方のカウンタ１０８に接続
されると共にインバータ１１２を介して他方のカ
ウンタ１０６に接続されている。従つて、カウン
タ１０６に対しては、復調クロツク信号１１４は
インバータ１１２によつて反転されて後供給され
る。カウンタ１０６は、反転された復調クロツク
信号に基づいて入力信号１００のパルスエツジ間
隔をカウントし、カウンタ１０８は復調クロツク
信号に基づいて上述と同様に動作する。これらの
カウンタ１０６，１０８の出力端は加算器１１６
に接続されており、カウンタ１０６，１０８のカ
ウント値１１８，１２０は加算器１１６に供給さ
れる。

加算器１１６は入力信号１００中の次のパルス
エツジを受信した時点で、両カウンタ１０６，１
０８の出力を加算処理し、その加算データ１２２
をコンパレータ１２４の第１の入力端に供給す
る。該コンパレータの第２の入力端には、例えば
最大反転周期値格納に係るカウンタ型レジスタ１
２６が接続されている。該カウンタ型レジスタ１
２６はTmaxに相当するレジスタ値１２８をコン
パレータ１２４に供給する。コンパレータ１２４
は、上記加算データ１２２及びレジスタ値１２３
を比較し、加算データ１２２の方がレジスタ値１
２８より大きい場合に限り、出力パルス１３０を
カウンタ型レジスタ１２６へ伝送し、これにより
カウンタ型レジスタ１２６のレジスタ値を“１”
だけ増加即ちカウントアツプする。このようにし
て、所定期間上記操作を繰りり返しおこなつた
後、カウンタ型レジスタ１２６は復調クロツク信
号１１４の２倍の周波数によつてカウントされた
最終的な最大反転周期としてレジスタ値１３２を
出力する。

このように構成された本発明の第１の実施例に
よれば、２個のカウンタ１０６，１０８を設け、
その一方には復調クロツク信号１１４を反転して
供給することにより、夫々パルス間隔をカウント
するように構成される。また、両カウンタ１０
６，１０８からのカウンタ値１１８，１２０は加
算されて、Tmaxレジスタ１２６のレジスタ値と
比較される。従つて、カウンタを動作させる復調
クロツク信号１１４のクロツク周波数を高く設定
することなく、周波数検出に係る分解能を実質的
に２倍に向上することができる。従つて、カウン
タ１０６，１０８に要求される時間マージンは従
来と同様で済むから、結果的にクロツクマージン
を軽減化することができる。

第３図に、本発明の第２の実施例である周波数
検出回路を示す。尚、上述した第１の実施例と同
様の構成要素については同様の参照符号を付して
その説明は省略する。クロツク入力端子１１０は
Ｎ分周器１４０を介してＮ段シフトレジスタ１４
２に接続されており、復調クロツク信号１１４を
まずＮ分周し、その後Ｎ段シフトレジスタ１４２
において順次シフトされてＮ個の出力端から出力
される。該Ｎ段シフトレジスタのＮ個の出力端は
夫々Ｎ個の互いに並列なカウンタ１４４−１，１
４４−２，１４４−３，…，１４４−Ｎに入力さ
れるる。Ｎ個のカウンタ１４４−１，１４４−
２，１４４−３，…，１４４−Ｎには、エツジ検
出回路１０２からのカウンタ制御信号１０４が
夫々供給されている。これらのカウンタの出力端
は加算器１４６に接続されている。

このように構成された本発明の第２の実施例に
よれば、復調クロツク信号１１４をＮ分周し、Ｎ
段のシフトレジスタ１４２を介してＮ個カウンタ
１４４−１，１４４−２，１４４−３，…，１４
４−Ｎの夫々に対してクロツク信号として供給す
ると共に、上記カウンタの出力を全て加算した後
コンパレータ１２４に入力するように構成されて
いる。従つて、同等の周波数検出分解能を得るに
際して各カウンタに要求されるクロツクマージン
は実質的に１／Ｎに大幅に緩和軽減化することが
できる。

尚、本発明は上述した実施例に限定されるもの
ではなく、当該発明がが属する技術分野における
当業者により、本発明の範囲内で種々変形されて
も良いのは勿論である。例えば、上述の実施列に
おいては、EFMに従つて設定され反転周期のう
ち最大値（Tmax）を用いて周波数検出をおこな
うように構成されたが、これに限らず最小反転周
期（Tmin）を用いても同等の効果を得ることが
できる。即ち、この場合には、コンパレータでの
比較処理に係る被処理データ間の大小関係を逆に
設定すると共に、カウンタ型レジスタとしてダウ
ンカウンタ型を適用すれば良い。

以上述べたように、本発明によれば、検出分解
能に対応して要求されるカウンタのクロツクマー
ジンを軽減化し以つて検出分解能の向上を容易に
おこなうことができる周波数検出回路を提供する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は周波数検出回路が適用されるデジタ
ル・オーデイオ・デイスク（DAD）再生装置の
基本的な全体構成を示すブロツク図、第２図は本
発明の第１の実施例である周波数検出回路のブロ
ツク図、第３図は本発明の第２の実施例である周
波数検出回路のブロツク図である。 １０２…エツジ検出回路、１０６，１０８，１
４４−１，１４４−２，１４４−３，…，１４４
−Ｎ…カウンタ、１１６，１４６…加算器、１２
４…コンパレータ、１２６…カウンタ型レジス
タ、１４０…Ｎ分周器、１４２…Ｎ段シフトレジ
スタ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 所定の変調方式に従つて固有に設定された反
   転周期制限値を有するデジタル入力信号のパルス
   エツジ間隔を所定の周波数を有するクロツク信号
   に基づいてカウントする互いに並列に接続される
   複数個のカウンタ手段と、該複数個のカウンタ手
   段に接続され前記クロツク信号と同等の周波数で
   位相反転された信号若しくは前記クロツク信号を
   分周し相互に位相シフトされた信号を生成しカウ
   ンタ用クロツク信号として前記カウンタ手段に
   夫々供給するクロツク信号供給手段と、データを
   格納するレジスタ手段と、前記復数個のカウンタ
   手段から出力されるカウント値信号を互いに加算
   する加算手段と、該加算手段及び前記レジスタ手
   段からの出力を比較するコンパレータ手段とを具
   備し、所定期間内で前記加算手段及び前記レジス
   タ手段の出力が予め決められた相対的大小関係を
   満たす場合に前記コンパレータ手段の比較結果に
   応答して前記レジスタ手段の格納データを更新
   し、更新されたデータを前記反転周期制限値に対
   応するデータとして前記レジスタ手段内に保持す
   ることを特徴とする周波数検出回路。