JPS5824053B2 - エコ−相殺装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は擬似反響信号発生装置と、人力路及び出力路を
有する４線式回路とを含み、ハイブリッド回路の４線式
回路に接続され、エコー信号の時間的に変化する成分を
相殺するエコー相殺装置に関する。

搬送システムを使った通信路においてハイブリッド回路
におけるインピーダンスの不整合による信号の返送は、
それが信号源に遅れて到来するので主観的にエコーと呼
ばれている。

返送される信号は周波数オフセットや位相ジッタのよう
な時間的に変化する伝送劣化を受けている。

エコー通路の周波数オフセットは伝送システムの両端の
送受信端末の間で共通の搬送波を用いないような周波数
分割多重伝送方式があり、これがエコー制御装置とハイ
ブリッド回路の間に入っているような場合に生ずる。

位相ジッタとは固定した周波数の連続発振の位相と（つ
かえし信号の連続した部分の位相の寄生的変動であって
、これもまたエコー路の一部を形成する異なる搬送方式
の種々の効果の結果中ずるものである。

代表的な搬送方式には２つの単方向信号路があり、信号
伝播遅延の時間変化のために２つの通路の搬送波信号の
間に位相差が生ずることもある。

したがって適切なエコー相殺を行なうためには融通性の
高いエコーキャンセラは時間的に変化する位相による伝
送劣化を補償できるようになっていなげればならない。

この問題を解決する一つの方法としてエコーキャンセラ
によって実行される適応プロセスの速度を高くして、常
に存在する時間的に変化しないインパルス応答時’ｌ’
ｌＥに加えて、エコー通路のインパルス応答の変動に対
処する方法がある。

これは適応プロセスの増分の大きさ、すなわち利得を増
大することによって実行することができるが、時間変化
に対処するための動作速度の向上は動作の精度とひき替
えに得られるものであるから、この方法は残留エコーを
最小化する目的とは相反するものである。

エコー信号の精度の高い写しを得て残留エコーを最小化
しようとするよう適応動作を改善するためには高精度の
動作は不可欠である。

高速に収束しようとすると、またエコーキャンセラの安
定性が低下する傾向があり、雑音や二重通話、すなわち
同時に両方の一方向信号路に信号が伝送されろ期間に望
ましくない適応動作が行なわれることになる。

本発明にしたがえば、この問題はエコー相殺装置はアナ
ログ入力信号をディジタル化するよう到来回線に接続さ
れた第１のアナログ・ディジタル変換器と、変換器とエ
コーキャンセラを通して出力回線に接続された可変移相
回路とを含み、可変移相回路はエコーキャンセラと関連
してディジタル化された到来信号に応動して第１の信号
を合成し、さらにハイブリッドのアナログ出力信号をデ
ィジタル化するための第２のアナログ・ディジタル変換
器と、第１の信号とハイブリッドの出力信号に応動して
残留エコー信号を発生する減算回路と、第１の信号と残
留信号とに応動して可変移相回路の位相を適応されてエ
コー信号の移相成分に対応して第１の信号に対して時間
的に変化する移相を与える制菌回路とを含む方式によっ
て解決される。

本発明の第１の目的はエコー信号の写しを合成するため
に適応的に利用される勾配アルゴリズムの動作と互換性
のある方法で時間的に変化する位相推移を補償すること
である。

また関連した目的は適応エコーキャンセラと移相技術の
固有の特徴を組合わせて高度に融通性の高い安定なエコ
ーキャンセラを構成することにある。

本発明はその種々の特徴において従事技術のエコーキャ
ンセラの限界を克服するものである。

一般的に言って本発明は適応移相器と適応エコーキャン
セラを含み、これらは自動的に動作してエコー路の伝達
関数の選択的部分を合成する。

この合成が伝達関数に対して適応的に行なわれれば、時
間的に変化する移相成分がエコー信号の合成した写しに
与えられる。

この装置はエコー信号の時間的に変化する位相成分に対
して自動調整して能率のよいエコー相殺を行なうと同時
に、いずれのプロセスの兼ね合いの関係なしにエコー信
号のあまり時間的に変化しない部分を合成するように適
応動作する。

一般的な特徴を述べれば、本発明は時間的に変化する位
相推移を含むエコー信号を生ずるエコー路に接続された
直列の可変移相器と適応エコーキャンセラを含む装置か
ら成る分路信号路の形をとる。

分路信号路は移相器とエコーキャンセラによる直列の信
号処理によって形成された出力信号を生ずる。

この出力信号はエコー信号から減算されて残留エコーを
生ずる。

制御器は残留エコーと結果として生ずる出力信号とに応
動して移相器を適応させて分路信号路の出力信号に時間
的に変化する移相を与える。

この移相量は残留エコーを最小化するようにエコー信号
の時間的に変化する移相量に対応するようになっている
。

本発明のより特殊な特徴にしたがえば、移相器はその入
力信号を直交した位相成分に分割して各成分を制御器に
よって選定された係数で乗算する。

信号成分からの積は組合わせって移相された出力信号を
生ずる。

制（財）器は出力信号を直交した移相によって変換して
、これを残留エコーで掛算してエコー信号の時間的に変
化する移相量を示す信号を生ずる。

この信号は２つの直列に接続された累算器によって処理
される。

移相器の係数を決定するには正弦関数と余弦関数の値が
使用される。

元の信号がエコー路から生ずるときには移相器を不動作
にするような信号レベル検出器も設けられている。

本発明の特徴、目的は以下の図面を参照した詳細な説明
によって完全に理解されるものと思われる。

第１図において、破線のブロック１００の内部をしばら
くの間無視することにしよう。

単一の伝送端局が基本的に示されており、これによって
１本の二線式回線１１１を、それぞれの搬送方式１１４
．１１６とハイブリッド回路１１７を通して２本の四線
式回線１１２，１１３に接続している。

搬送方式１１４及び１１６としては多数の異なる形式の
搬送方式のいずれを用いてもよい。

ハイブリッド回路１１７は一般にインピータンス整合の
目的で平衡回路網（図示せず）を含んでいろ。

電話の用語では、両方向の回線１１１は二線式回線と呼
ばれ、一方向の回線１１２，１１３はいわゆる四線式回
線を形成するという。

前者は通常電話の加入者ループのような市内回線で使用
され、一方後者は長距離伝送用の市外回線として使用さ
れるのが普通で搬送方式の形態をとることも多い。

理想的には回線１１２から生じたすべての信号はそのま
ま回線１１１に通過して行き、回線１１１で生じた信号
は一方向の帰りの回線１１３にハイブリッドを通して通
過して行く。

しかしハイブリッド１１７に接続された実際の伝送回線
ではインピーダンスの不整合は避けろことはできないか
ら、回線１１２の信号エナルギーの一部は搬送方式１１
６に現われ、何かのエコー相殺あるいは抑圧を行なわな
ければ、回線１１３に返送される。

第１図の回線１１２，１１３ハイブリツド１１γおよび
搬送方式１１６を通る信号伝播の伝送遅延のために返送
信号はエコーとして感知されろ。

装置１００に関連する完全なエコー信号路は搬送方式１
１４，１１６とハイブリッド１１７を通る漏洩信号路で
ある。

搬送方式１１４，１１６としては同期式のシステムが使
用されることが多い。

同期式のシステムは信号伝送にとって能率のよい周知の
変調手法、例えば単側波帯の搬送波抑圧方式を利用する
。

このため回線１１３と搬送方式１１６の間の中断を必要
とすることなくエコー信号の除去のためのエコー相殺装
置１００が使用される。

多くのシステムの応用では装置１００がハイブリッド１
１７と地理的に離れていることが多い。

さらに回線１１３で生じ、部分的に回線１１２に返送さ
れてしまう信号のエコー相殺を行なうために伝送回線１
１２および１１３の他端でも他のエコー相殺装置（図示
せず）が用いられている。

第１図で示したエコー相殺装置はディジタル形式のもの
である。

したがって、第１図のアナログ装置とディジタル装置の
間で適切な信号変換を行なうためにアナログ・ディジタ
ル変換器１１８゜１１９とディジタル・アナログ変換器
１２１が利用される。

この点において、第１図の伝送装置は種々の異なる形態
をとることがあることを再び強調してお匂例えば回線１
１２及び１１３上の信号がディジタル信号であるなら、
第１図に示した型の変換器は必要ない。

この場合にはディジタル・アナログ変換と逆変換は回線
１１２および１１３の主要部となり、２本の一方向信号
路に接続されて搬送方式１１４，１１６とハイブリッド
１１７のアナログ信号インターフェースを与える。

エコー相殺信号はこれらのディジタル信号を使って直接
動作するようにしてもよい。

しかしながら、もし当業者がこれを望むのであれば、ア
ナログ回路を使用しても容易に実現することができる。

この場合には、搬送方式を含むすべての回路の接続点に
おける実際の伝送信号がアナログであれば、信号変換は
必要ない。

第１図のブロック１００で囲んだエコー相殺装置は搬送
方式１１６から生じたエコー信号の写しである出力信号
を生ずる分路信号路を与える。

分路信号路は直列接続された可変移相器１２２と適応擬
似反響信号発生装置１２３を含む。

移相器１２２と擬似反響信号発生装置１２３は線形信号
処理を行なうから、分路信号路でこれを使用する順序は
もし当業者が望むなら逆にしても支障ない。

擬似反響信号発生装置１２３は一般的にしか示していな
いが、これは当業者には周知の多数の異なるエコーキャ
ンセラのいずれでもよい。

例エバ、その中の信号処理回路で合成された写しの信号
を修正する適応制御ループを含む通常の擬似反響信号発
生装置を使用してもよい。

また第１図では擬似反響信号発生装置をディジタル的に
実現した場合な示しているが、特に移相器１２２をアナ
ログ的に実現したいときにはアナログ回路を使用しても
よい。

分路信号路における移相器１２２はヒルベルト変換器１
２４、掛算器１２６，１２７および信号組合わせ回路１
２８を含む。

移相器１２２０回路の残りの部分は適応制御ループの制
御路を形成する。

制御ループの入力は擬似反響信号発生装置１２３によっ
て発生されたエコー信号の写しと、残留エコー信号、す
なわち信号組合わせ回路１２９の出力によって与えられ
る誤差信号である。

移相器１２２は擬似反響信号発生装置１２３０入力信号
に可変位相成分を与える。

したがって擬似反響信号発生装置１２３は搬送方式１１
４および１１６によって個々にあるいは組合わさって導
入される成分に対応する時間変化成分を含む写しを発生
する。

この場合また、移相器１２２と擬似反響信号発生装置１
２３の直列信号処理を含む分路信号路の複合出力も写し
である。

最も犬表的には時間的に変化する成分はノ・イブリッド
１１７を通るエコー信号の連続的な位相推移として現わ
れる周波数オフセットの形をとる。

エコー信号路のインパルス応答として見れば、周波数オ
フセットは位相変化に対応してインパルス応答を時間的
に変化させるものとなる。

次に本発明の説明を完全にするために簡単な数字的説明
を行なう。

人力信号に一定の位相推移φラジアンがある場合には、
移相された出力は次式％式％ （１） ここで５（ｔ）は加算器１２８の出力に現われる信号で
あり、ｒ（ｔ）はヒルベルト変換と呼ぶ操作をｒ（ｔ）
に施したものである。

ヒルベルト変換はＨｏＥ、ロウエの１通信システムにお
ける信号と雑音」（パン・ノストランド社刊１９６５年
）の１．５節頁１３〜２０に定義されたものである。

ｒ（ｔ）を周波数領域で表示すれば、ｒ（ｔ）はｒ（ｔ
）のすべてのスペクトル成分を９０°移相したものでる
る。

特にＹ（ｔ）のヒルベルト変換は−ｒ （ｔ）であり、
したがってヒルベルト変換を行なうためにはその出力が
入力信号から９０°移相しているような全位相フイルタ
によるか、あるいはその出力の位相が９００異なった２
つの遅延を等しくしたフィルタによるかする。

本発明の図示の実施例のエコー路は移相量すなわち時間
変化するパラメータφを持っている。

移相器１２２がφに等しい推定移相量賞を与え、擬似反
響信号発生装置１２３が適応していれば、分路信号路は
エコー信号が完全に相殺できる出力信号を生ずることに
なる。

適応擬似反響信号発生装置の自動動作と互換性のあろφ
の自動適応のために、適応勾配アルゴリズムによって可
変移相器と適応擬似反響信号発生装置自動適応が行なわ
れる。

これによって擬似反響信号発生装置はノ・イブリッドの
パルス応答の写しを合成し、一方これと同時に搬送方式
によって導入される移相の時間可変位相成分モデルを合
成できることになる。

したがって、移相器と擬似反響信号発生装置によって全
体のエコー路の伝達関数のモデル化が行なわれることに
なる。

芝・適応勾配ア
ルゴリズムのパラメータのイテラテイブ公式は次の形の
一般形 ｂｎ、 ＋１−ｂｎ ｋｇ （ｆ （ｅ） ）
（２）を持っている。

ここでｂは時間的に離散的に変化されるパラメータ、ｎ
はサンプル番号、ｋは利得定数、ｇは適応プロセスを最
小化する関係であるｆ（、）の勾配関数である。

一般に、ｂは擬似反響信号発生装置と移相器の調整可能
なパラメータから成る。

本発明のより特殊な状況では、我々は移相器に注目する
（擬似反響信号発生装置の構造と制御アルゴリズムは当
業者には周知である。

）したがって省はｂと等価なパラメータであり、ｅ２は
最小化するべき二乗エコー関数である。

適応擬似反響信号発生装置を含む適応ループを制御する
目的の平均二乗キャンセラ出力誤差の式を計算すれば、 となる。

ベクトル積Ｃ’Ｖｎはと定義される。

式（３）に関は擬似反響信号発生装置 １２３における擬似反響信号発生装置のタップの重みの
ベクトルである。

すなわちＣＩ は擬似反響信号発生装置１２３の遅延線
路のタップｉの係数であり、Ｎは擬似反響信号発生装置
１２３のタラは擬似反響信号発生 装置の遅延線路のｒ（ｔ）のベクトルサンプルである。

Ｃの転置ベクトルはぜで示される。

ｓｎは移相が存在しない場合のハイブリッドの出力であ
る。

添字ｎはサンプル番号を表わし、〈〉は統計的平均化の
プロセスを表わしている。

均をとるのは実際的ではないので、その短時間あの他の
適切な関数をその代りに用い ｐ不偏推定量として本実施例で使用する の（ま である。

ここで式（４）は式（３）のｅｎ′を微分することによ
って簡単に得られる。

ｒ のベクトルサンプルをＹとすると、￥のヒルベルト
変換は−ｒであるので、式（４）のＣ’ｒＨＳｌｎ金−
ぐ′ｘｎｃｏｓ金の項は出力信号すなわち擬似反響信号
発生装置１２３によって合成された写しのヒルベルト変
換したものの極性反転したものである。

従つ−ｃｆを適応的に更新するための式は、 となる。

ここで４はｎ番目のサンプル間隔の擬似反響信号発生装
置の係数であり括弧内の項は擬似反響信号発生装置の出
力のヒルベルト変換をとることによって得られる。

以上の画論は統計的移相量φに注目したものであった。

しかしφの変動はアルゴリズムの限界まで追跡すること
ができろ。

換言すれば、φがもし時間と共に急激に変化すれば、β
。

はこの追尾を行なうためにこれに対応して大きくならな
げればならない。

しかし安定なアルゴリズムを持つβと矛盾しない上限が
存在する。

周波数オフセットがあるときには、位相推定値φは信号
ｒｎが存在する限り連続的に調整される。

しかしｒｎＩＪ″−Ｏとなったり、通話が停止して非常
に小さい値になったときには、エコー路の位相変動の原
因が続いているにもかかわらず式（５）で与えられる位
相追尾は停止しなければならない。

通話が再開したときに再収束が必要になる。

エコー路の周波数オフセットは直接音声増分によって推
定されるから、であり、第１図に示すように霊を得るた
めに△ｔな累積する。

上式に見られるように、ｒｎ が零であるとき全ベクト
ル鞘は零であり、△ｊま定数である。

しかしながら、φは変化をつづけ、周波数オフセットの
最後の推定値に従って変化をつづけろことになる。

この実現方法によってまた二重通話の間に適応位相追尾
ループを消勢し、なお周波数オフセットの推定値を維持
することができる。

移相器１２２の適応調整ループの制御信号処理部は２つ
の信号入力を持っている。

第１は移相器１２２と擬似反響信号発生装置１２３０組
合わせ動作によって発生された信号である。

他方の入力は信号組合わせ回路１２９の出力によって与
えられる残留エコーである。

前者はヒルベルト変換器１３１によって９００移相され
、後者の入力と掛算器１３２によって掛は合わされる。

前述のようにヒルベルト変換器は当業者には周知である
。

これらの変換器はディジタル技術を使ってもアナログ技
術を使っても実現できる。

掛算器１３２の積すなわち出力信号はその利得が代表的
には１より充分低い増幅器１３３に与えられる。

掛算器１３３の出力は加算器１３４と遅延素子１３６と
から成る第１の累算器に蓄積される。

第２の累算器は遅延素子１３６の出力を受信する。

第２の累算器は同様に加算器１３７、遅延素子１３８と
追加の掛算器１３９とを含んでいる。

第１の掛算器は位相収束の速度と位相適応ループの安定
性を決定する利得係数を与え、一方第２の掛算器は単位
利得以下の利得を持っている。

掛算器１３９０目的は単にある種の動作条件下における
望ましい全体の安定性を保証するものである。

遅延素子１３８の出力信号はディジタル信号？である。

この信号はｓｉｎφおよびＣＯＳφで示される三角関数
変換器１４１，１４２に与えられる。

各々の変換器はそれぞれの三角関数にしたがうルック・
アップ用のテーブルとして実現され、周知のリードオン
リーメモリーの形をとる。

変換器１４１及び１４２は位相を示す入力信号にしたが
って三角関数の値を生ずる。

掛算器１２６及び１２１は、これらの値な変換器１１８
によって与えられる信号に与えて信号組合わせ回路１２
８の出力に移相を与える。

遅延素子１３８及び加算器１３７に関連する機能を除い
て、移相器１２２の構成は式（５）によって示された数
学的演算を物理的に実現したものである。

尚加算器１３７によって上述したような周波数オフセッ
トを直接推定することができる。

移相器１２２０位相適応ループを閉じたときの動作は以
上で大部分説明した通りである。

回線１１１から送信された信号がハイブリッド１１７に
与えられたときに、搬送方式１１６の第１の役割はエコ
ー信号ではなく、元の伝送信号を回線１１３に与える通
過信号路を提供することである。

これらの信号条件の間は組合わせ回路１２９の出力は高
レベル信号であり、禁止検出器１４４が存在しなげれば
、移相器１２２の動作に悪影響を与えることになる。

詳しく述べれば、位相適応ループは高レベル信号を誤っ
て誤差と解釈して最適エコー相殺のために収束するので
はなく、発散を生じて動作性能を劣化させる。

しかしながら、禁止検出器１４４が搬送方式１１４０入
力と、搬送方式１１６の出力とに接続されていて、回線
１１２からの信号の有無に応じて回線１１１から生じた
信号を検出してスイッチ１２５を開く。

これによって移相器１２２０位相制（財）ループが適応
動作するのを禁止する。

２つの累算器は位相推移の値を連続的に蓄積し才いろ。

掛算器１３９を遅延素子１３８の帰還路に用いる場合に
は、スイッチ１４６が掛算器１３９０入力に接続され、
遅延素子の出力の値が減少しないように、モして移相器
の与える位相角に影響を与えないようにすることが必要
である。

これに対して遅延素子１３８の累算器で掛算器１３９が
使用されなげれば、スイッチ１４６は掛算器１３９をバ
イパスし移相器１２２０２つの累算器は同一の構成を持
つことになる。

第２図と第３図は本発明の概念によって与えられる有利
な特性を確認するために行なわれたいくつかのテストの
結果を示す。

各々の場合のエコー路とエコー相殺装置が模擬されたが
、エコー路の伝達特性は多くのエコー路で現実に生ずる
よりもきびしい場合を示すように選定した。

より詳しく述べれば、模擬したエコー路のインパルス応
答は長時間にわたるインパルス応答を持つように選択さ
れている。

各々の場合について、周波数オフセットの範囲について
エコー返送損失強調（ＥＲＬＥ）をデシベルでプロット
しである。

すべてのテストについてステップの大きさは共通になっ
ている。

メツセージ信号としては０−４０００Ｈｚの帯域にエネ
ルギーを持つ白色雑音信号が使用されている。

エコー路は３４００Ｈｚのカットオフ周波数の低域通過
特性を持っている。

全ての場合においてサンプリング周波数は８ＫＨｚ で
あるので、全ての信号は４ＫＨｚ以下に制限される。

第２図においては３２タツプの遅延を持つトランスバー
サルフィルタによろエコーキャンセラの特性の測定結果
な示している。

キャンセラは本発明の可変移相器を用いずにテストされ
、また本発明の２種の異なる移相器を用いてテストされ
ている。

一方のものは１次の位相適応ループで、これは第２の累
算器１３８，１３７を含まず、他方のものは累算器１３
８，１３７を含み、２次の位相適応ループと呼ばれるも
ので、こちらの方がすぐれた特性を示している。

第３図はエコーキャンセラが６４タツプの遅延線路を持
つときの同じテストの組合わせの性能を示している。

第２図および第３図かられかるように、種々の複雑さの
擬似反響信号発生装置で可変移相器を使用することによ
って、擬似反響信号発生装置の性能が向上する。

事実、２次位相適応ループを持つ可変移相器を用いれば
、第２図および第３図に示した結果を生ずるようなオフ
セット周波数の範囲にわたって擬似反響信号発生装置は
最適のエコー相殺を行なうことができる。

移相を行ない、エコー信号の写しを作るエコー相殺装置
を以上ではディジタル装置によって実現して来たが、当
業者にはこれと等価なアナログ回路技術による装置を同
様に有利に実現できろことは明らかである。

ディジタル装置の場合でも、信号処理回路の演算機能を
時分割使用して、これを実現する装置を減少し、これに
よって、例えばディジタル掛算器のようなディジタル装
置の高速性を生かすことができる。

換言すれば、種々の移相器における信号処理、また擬似
反響信号発生装置における信号処理でディジタル掛算器
を時分割多重使用すれば、擬似反響信号発生装置の回路
はもつと経済的になる。

容易に入手できる集積回路が高速であって、これに比べ
て符号化された通話信号に要するリード周波数は比較的
低速であることを考えると、これは特に正しい。

図示した可変移相器と擬似反響信号発生装置を含むエコ
ー相殺装置の一つあるいはそれ以上を時分割多重使用し
て複数個の伝送チャネルを準扱い、これによってシステ
ムを経済化することもできる。

さらに、上述の装置は本発明の原理の一実施例にすぎな
いことを了解されたい。

本発明の精神と範囲を逸脱することなく、当業者には種
々の変形された他の装置を利用することができるのであ
る。

以上、本発明を要約すれば次の通りである。

（１）時間的に変化する移相を持つエコー信号を含むエ
コー路の両端の分路信号路を形成し、直列に接続された
可変移相器と適応擬似反響信号発生装置を含むエコー相
殺装置において、該分路通路は該移相器と該擬似反響信
号発生装置との直列信号処理によって形成される出力信
号を発生し、さらに該出力信号とエコー信号の差として
残留エコーを生ずる減算手段と、該残留エコーと該出力
信号とに応動してエコー信号の時間的に変化する位相推
移に対応して出力信号に時間的に変化する位相推移を与
えて残留エコーを最小化するよう該移相器を適応動作す
る制御手段とを含むエコー相殺装置である。

（２）２つの一方向信号路の間に分路信号路を与えるた
めに、可変移相器と適応擬似反響信号発生装置が直列に
接続されたエコー相殺装置であって、該２つの信号路の
一方はその位相推移が時間的に変化するようなエコー信
号を含み、該擬似反響信号発生装置は戻りエコー信号を
生じた元の信号を処理して該分路通路の複合出力信号の
一つの成分として時間的に変化する位相推移のないエコ
ー信号の写しを発生して時間的に変化する位相推移を持
つエコー信号からこれを減算して、該擬似反響信号発生
装置は減算された残留エコーに応動して残留エコーを減
少するよう写しを変化し、さらに該残留エコーと該出力
信号から誘導された制御信号を発生する制御手段と、該
可変移相器は制御信号に応動して複合出力信号に時間的
に変化する位相推移を与えて残留エコーを最小化するよ
うに動作するエコー相殺装置である。

（３）４線２線変換器のエコー路に接続された適応擬似
反響信号発生装置を含むエコー相殺装置において、該エ
コー路はエコー信号に対して時間的に変化する位相推移
成分を与え、該相殺装置は該擬似反響信号発生装置と該
可変移相手段による直列信号処理によって時間的に変化
する位相推移信号成分を含むエコー信号の合成された写
しである出力信号を合成し、さらに該エコー信号から写
しを減算して残留エコーを発生する手段と、出力信号と
残留エコーとに応動して該可変移相手段の位相を適応さ
せてエコー信号の位相推移成分に対応して出力信号に時
間的に変化する位相推移を与えて残留エコーを最小化す
るようにする制御手段とを含むエコー相殺装置である。

（４）前記第（３）項に記載のエコー相殺装置において
、該移相手段は信号を直角の位相関係を持った２つの信
号成分に分割する入力手段と、２つの信号成分の内の一
方を該制御手段にしたがって選択されれ所定の係数の第
１の組で掛算して出力を生ずる手段と、２つの信号成分
の内の他方を該制御手段にしたがって選択された所定の
係数の第２の組で掛算して出力を生ずる手段と、両方の
出力を組合わせて移相された出力信号を生ずる手段とな
含むエコー相殺装置である。

（５）前記第（４）項に記載のエコー相殺装置において
、該制御手段は２つの入力を持つ掛算手段を含み、その
一方は残留エコーを受信し、さらに写しを直角位相推移
によって変換して該掛算手段の他方の入力に印加する手
段を含み、これによって掛算手段がエコー信号の時間的
に変化する位相推移を表わすようにする手段を含むエコ
ー相殺装置である。

（６）前記第（５）項に記載のエコー相殺装置において
、該制御手段はエコー信号の時間的に変化する位相推移
を蓄積する累算手段を含み、位相推移の変化を示す出力
を生ずるようになったエコー相殺装置である。

（力 前記第（６）項に記載のエコー相殺装置において
該制叫］手段は、さらに位相推移の変化を示す出力を蓄
積する第２の累算手段を含み、位相推移の変化の周波数
を示す出力を生じて、掛算手段の両方に印加するように
なったエコー相殺装置である。

（８）前記第（力項に記載のエコー相殺装置において、
該掛算手段の所定の係数の第１の組は時間的に変化する
位相推移の正弦関数の値に対応し、該掛算手段の所定の
係数の第２の組はエコー信号の時間的に変化する位相推
移の余弦関数の値に対応する。

（９）前記第（８）項に記載のエコー相殺装置において
、元の信号がエコー路から生じたときにこれを表示する
手段と、該表示手段に応動して該制御手段の動作を阻止
して該第２の累算手段に蓄積された内容を保存して該位
相推移手段が一定の位相回転を保つようにするスイッチ
手段とを含むエコー相殺装置である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明にしたがって構成されたエコー相殺装置
のブロック図、第２図および第３図は本発明の原理を用
いて実現される性能を示すために行なわれたいくつかの
テストの結果を示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ハイブリッド回路によって発生される好ましくない
   信号を相殺する擬似反響信号発生装置を含み、前記ハイ
   ブリッド回路の４線式回路に接続されエコー信号の時間
   的に変化する成分を相殺するエコー相殺装置において、 前記４線式回路の受信路に接続され、アナログ受信信号
   をディジタル化する第１のアナログ・ディジタル変換器
   と； ２つの入力と１つの出力とを有する擬似反響信号発生装
   置と； 前記変換器と前記擬似反響信号発生装置の第１の入力と
   に接続され、信号の位相を推移する可変位相推移回路と
   ； ハイブリッド回路のアナログ送信信号をデジタル化する
   第２のアナログ・デジタル変換器と；前記擬似反響信号
   発生装置からのエコー信号の写しと前記ハイブリッド回
   路から前記第２のアナログ・デジタル変換器な介しての
   送信信号に応答して残留エコー信号を発生して該残留エ
   コー信号を前記擬似反響信号発生装置の第２の入力に送
   出する減算器と； 前記減算器の出力信号をアナログ信号に変換して前記４
   線式回路の送信路に送出するディジタル・アナログ変換
   器とを含み、 前記可変位相推移回路はエコー信号の写しと残留エコー
   信号とに応答する制御回路を有し、前記制御回路の出力
   にもとすいて前記第１のアナログ・ディジタル変換器か
   らの信号の位相を推移させるようにしたことを特徴とす
   るエコー相殺装置。 ２、特許請求の範囲第１項に記載のエコー相殺装置にお
   いて、 前記可変位相推移回路は、 入力信号を直角の位相関係を持つ２つの信号成分に分割
   する回路と； 前記２つの信号成分のうちの１つの信号成分を正弦変換
   器の出力で掛算して正弦関数を有する信号成分を発生す
   る第１の掛算器と； 前記２つの信号成分のうち他の信号成分を余弦変換器の
   出力で掛算して余弦関数を有する信号成分を発生する第
   ２の掛算器と； 正弦関数を有する信号成分と余弦関数を有する信号成分
   との両方を組合わせて位相推移した出力信号を発生する
   組合わせ回路とを有することを特徴とするエコー相殺装
   置。 ３ 特許請求の範囲第２項に記載のエコー相殺装置にお
   いて、 前記側（財）回路は、 ２つの入力を有し、その一方の入力は残留エコー信号を
   受信する第３の掛算器と； 直角位相推移によってエコー信号の写しを変換して、前
   記第３の掛算器の他方の入力に与えろ位相推移装置を含
   み、 前記第３の掛算器は前記位相推移装置からの直角位相推
   移されたエコー信号の写しと残留エコー信号とに応答し
   てエコー信号の時間的に変化する位相推移を有する信号
   を発生することを特徴とするエコー相殺装置。 ４ 特許請求の範囲第３項に記載のエコー相殺装置にお
   いて、 制御回路は、 加算器と遅延素子とを有し前記第３の掛算器の信号出力
   を蓄積して位相推移の変化を示す信号を発生する第１の
   累算回路を含むことを特徴とするエコー相殺装置。 ５ 特許請求の範囲第４項に記載のエコー相殺装置にお
   いて、 開側ｊ回路は更に、 加算器と遅延素子とスイッチと第４の掛算器とを有し前
   記第１の累算回路からの信号を蓄積して位相推移の変化
   の周波数を示す出力を発生して該第１及び第２の掛算器
   の両方に印加する第２の累算回路を含み、前記スイッチ
   と第４の掛算器との直列接続されたものが前記加算器と
   遅延素子との直列接続されたものと並列に接続され、前
   記スイッチは前記第４の掛算器が使用される場合に前記
   第４の掛算器と接続されることを特徴とするエコー相殺
   装置。