JPH0473649B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

（産業上の利用分野） 本発明は、２線双方向データ伝送を実現するた
めの、正負送出パルスの非対称成分除去可能なエ
コー除去方法及び装置に関する。 （従来技術とその問題点） ペア線を用いて２線双方向データを実現するた
めの公知の技術としてエコーキヤンセラが知られ
ている。エコーキヤンセラは適応型デイジタルフ
イルタを用いて、エコーのインパルス応答の長さ
分の送出データ系列に対応した疑似エコー（エコ
ーレプリカ）を生成することにより、エコーを抑
圧するように動作する。この時、適応型デイジタ
ルフイルタの各タツプ係数は、エコーからエコー
レプリカを差引いた誤差信号と送出データとの相
関をとることにより遂次修正される。今、ベース
バンドデータ伝送を対象とすると、伝送路符号と
しては一般にAMI（Alternate Mark Inversion）
符号やバイフエーズ符号等のように直流バランス
の良いものが用いられる。例えばAMI符号では
ユニポーラ／バイポーラ変換において、バイナリ
の値が“０”の時には０レベルを出力し、“１”
の時には＋Ｖレベルと−Ｖレベル（但しＶ＞０）
のパルスを“１”の生起順に交互に出力するよう
に割当てられている。＋Ｖレベルの正パルスと−
Ｖレベルの負パルスのパルス波形は理想的には対
称となるべきであるが、現実にはわずかに対称性
がくずれている。この時、正負パルス波形の対称
性を前提条件としている従来の適応型デイジタル
フイルタを用いたエコーキヤンセラでは、この正
負パルスの非対称成分の存在が残留エコーレベル
増大の要因となり、所望のエコー抑圧度を得るこ
とが不可能となる。即ち、アダプテイブデイジタ
ルフイルタの第ｎタツプ目の係数の収束に注目す
ると、これに対応する時点のエコーのインパルス
応答の大きさを正パルスに対し＋V′、負パルス
に対し−（V′＋β）と仮定すれば、（ただしβ≠
０）第ｎタツプ目の係数は｛V′＋（−V′＋β｝／
２＝V′＋β＋２に収束することになる。従つて、
第ｎタツプ目の係数はβ／２の誤差を生じること
になる。この事実は、すべてのタツプ係数につい
て、言えるから、送出パルスが正負非対称である
と、残留エコーレベルが増大し、所望のエコー抑
圧度を得ることが不可能となる。例えば局と加入
者の間に敷設されている電話用ペア線を利用して
ベースバンドデータ伝送を実現する際には、エコ
ー抑圧度として50dB程度が要求される。50dBの
エコー抑圧度を得るには、正負パルスの対称性を
99.997％以上の精度で実現する必要がある。この
ような高精度の対称性をもつ正負パルスの発生回
路を実現するには、複雑な回路を必要とし、回路
の調整個所も多い。従つて回路規模が増大すると
共に、回路調整に多大な工数を必要とするから、
コストが増大するという欠点をもつた。 （発明の目的） そこで、本発明の目的は、回路規模が小さくか
つ回路調整の不用なエコーキヤンセルの正負パル
ス非対称成分除去の方法及び装置を提供すること
にある。 （発明の構成） 本発明によれば、２線／４線変換回路の４線側
にて送信回路から受信回路へ漏れ込むエコーを、
複数タツプのアダプテイブ・フイルタにより発生
される疑似エコーを用いて抑圧するエコー除去の
方法であつて、 送信データを受け該送信データ周期単位の複数
の遅延を与える複数個の第１のタツプ出力と、前
記送信回路にて前記送信データに基づき発生され
た出力パルスの極性を表わす極性信号を受け該送
信データ周期単位の複数の遅延を与える複数個の
第２のタツプ出力とを受け、複数個のタツプ係数
を発生すると共に、各々の該タツプ係数とこれに
対応する前記複数個の第１のタツプ出力との積を
総和して前記疑似エコーを求める際に、 前記タツプ係数の発生において、前記第２のタ
ツプ出力を受け前記極性信号に対応した第１のタ
ツプ係数と第２のタツプ係数を保持し、前記第２
のタツプ出力を受け前記第１あるいは第２のタツ
プ係数のいずれか一方を選択して前記タツプ係数
を発生し、 前記疑似エコーと受信信号との差信号を求め、
該差信号の極性と前記疑似エコーの極性との相関
値に基づき、 該相関値が予め定められた値より小さい場合に
は、前記差信号と前記第１のタツプ出力との相関
をとり前記保持された第１及び第２のタツプ係数
を前記極性信号に対応させてそれぞれ個別に適応
化すると共に、前記相関値が予め定められた値以
上の場合には、前記保持された第１及び第２のタ
ツプ係数を前記極性信号にかかわらず区別するこ
となく適応化を行なうことを特徴とするエコー除
法方法が得られる。 また、本発明によれば２線／４線変換回路の４
線側にて送信回路から受信回路へ漏れ込むエコー
を、複数タツプのアダプテイブ・フイルタにより
発生される疑似エコーを用いて抑圧するエコー除
去の方法であつて、 送信データを受け該送信データ周期単位の複数
の遅延を与える複数個の第１のタツプ付き遅延回
路と、前記送信回路にて前記送信データに基づき
発生された出力パルスの極性を表わす極性信号を
受け該送信データ周期単位の複数の遅延を与える
第２のタツプ付き遅延回路と、前記第１及び第２
のタツプ付き遅延回路の各々の同一タツプ位置の
出力を受ける複数個のタツプ係数発生回路と、該
タツプ係数発生回路の出力と前記第１のタツプ付
き遅延回路のタツプ出力との積を得るための複数
個の積回路と、該複数個の積回路の出力を加算し
て前記疑似エコーを得るための加算器と、前記疑
似エコーと受信信号との差信号を得るための減算
器と、該差信号の極性と前記疑似エコーの極性と
の相関値を得るための相関器と、該相関器の出力
を受け予め定められた値との大小を比較しその結
果を前記複数個のタツプ係数発生回路に供給する
ための判定回路を備え、 前記タツプ係数発生回路において、前記第２の
タツプ付き遅延回路のタツプ出力を受け前記極性
信号に対応した第１のタツプ係数と第２のタツプ
係数を保持する手段と、前記第２のタツプ付き遅
延回路のタツプ出力を受け前記第１あるいは第２
のタツプ係数のいずれか一方を選択して前記タツ
プ係数発生回路の出力とする手段と、前記判定回
路が前記相関器の出力を予め定められた値より小
さいと判定した場合には、前記差信号と前記第１
のタツプ付き遅延回路との相関をとり前記保持す
る手段より得られた第１及び第２のタツプ係数を
前記極性信号に対応させてそれぞれ個別に適応化
する手段を有すると共に、前記判定回路が前記相
関器の出力を予め定められた値以上であると判定
した場合には、前記保持された第１及び第２のタ
ツプ係数を前記極性信号にかかわらず区別するこ
となく適応化を行なうことを特徴とするエコー除
去装置が得られる。 （発明の原理） 本発明は上述の構成をとることにより、従来技
術の問題点を解決した。まず、適応型デイジタル
フイルタの各タツプ係数として、送出パルスの極
性に対応させた２種類の係数を用いて、それぞれ
独立に係数の更新を行なうことにより、正負送出
パルスの非対称性に起因するエコー抑圧度の劣化
を生じないようにすることができる。この時、正
負送出パルスの非対称は通常、小さいから、エコ
ーキヤンセラの収束過程の途中の段階までは送出
パルスの極性に対応させた２種類の係数を持ち、
徒らに収束時間を長くすることは、必ずしも得策
ではない。そこで、誤差信号の極性とエコーレプ
リカの極性との相関が、エコーキヤンセラの収束
の度合を示していることに注目し、該相関出力の
値が予め定められた値より大きい場合には該２種
類の係数に対し、送出データの極性に区別なく係
数の更新を行なうが、逆に該相関出力の方が小さ
い場内には、送出データの極性に対応させて係数
の更新を行なうことにより、収束が進んだ段階で
問題として現われてくる正負送出パルスの非対称
性を解決できる。 （実施例） 次に図面を参照して本発明について詳細に説明
する。 第１図は、本発明の一実施例を示すブロツク図
である。今、第１図に示す回路は、２線伝送路１
６を介して対向で接続されているものとする。加
入者ケーブルを対象とすれば一方は局側に、他方
は加入者側に設置されている。ここでは、説明を
簡単にするためにベースバンドデータ伝送を仮定
し第１図を加入者側回路として説明する。また、
第１図に示す本発明の一実施例では伝送路符号と
してAMI符号を対象として説明するが、後述の
ように本発明は他の伝送路符号に対しても適用可
能である。 第１図において、入力端子１に供給される２値
符号系列１２は、送信回路である符号変換回路３
及びアダプテイブデイジタルフイルタ（ADF）
に入力される。符号変換回路３では、２値符号を
AMI符号に変換して出力する。即ち、２値符号
“０”は零レベルを出力し、２値符号“１”は正
のパルスと負のパルスを交互に出力するような機
能をもつ。この時、２値符号“１”に対し、正の
パルスが出力されたかあるいは負のパルスが出力
されたかの情報を２値で示した符号ビツト１３
は、アダプテイブデイジタル６に供給される。こ
こで符号ビツトの値“０”及び“１”はそれぞれ
正パルス及び負パルスに対応しているものと仮定
する。また正及び負パルスのパルス幅は通常Ｔ／
２が選ばれる。ここにＴは２値符号系列１２のデ
ータレートであり、単位は秒となる。符号変換回
路３の出力は、ハイブリツトトランス（HYB）
４を介して２線伝送路１６に送出される。一方局
側から送出された信号は、２線伝送路１６及びハ
イブリツトトランス４を介して低域通過フイルタ
（LPF）５に入力される。ここでハイブリツトト
ランス４において回路不全あるいはインピーダン
スの不整合等の原因により符号変換回路３の出力
信号がエコーとなつて、ハイブリツトトランス４
の出力に現われる。即ち、低域通過フイルタ５の
入力信号としては、受信信号とエコーが混在した
混在信号となつている。低域通過フイルタ５は、
所要帯域以外の高域に存在する雑音を除去する役
目を果す。アダプテイブデイジタルフイルタ６、
Ｄ／Ａコンバータ（DAC）７、減算器８、サン
プルホールド回路（SH）９、Ａ／Ｄコンバータ
（ADC）１０及び定数2αを掛けるための乗算器１
７から成る閉ループ回路は、適応性にエコーレプ
リカ１５を生成することにより、低域通過フイル
タ５の出力である混在信号に含まれているエコー
成分を抑圧するように動作する。ここで、アダプ
テイブデイジタルフイルタ６は、Ａ／Ｄコンバー
タ１０の出力に定数2αの重みづけを施した誤差
信号１４のレベルを小さくするように適応動作を
行なう。一方アダプテイブデイジタルフイルタ６
の出力信号であるエコーレプリカ１５の符号ビツ
ト１８と、Ａ／Ｄコンバータ１０の出力の符号ビ
ツト１９は共に相関器２０に供給され、両方の入
力信号の相関が計算される。相関器２０の出力
は、判定回路２１を介し、判定出力２２となり、
アダプテイブデイジタルフイルタ６に供給され
る。 判定回路２２では、入力として供給される信号
の絶対値がある定められた値よりも小さい場合に
は“１”を、大きい場合には“０”を出力するよ
うな機能を果す。従つて判定出力２２は２値の値
である。 アダプテイブデイジタルフイルタ６における判
定出力２２の役割については後で詳細に説明す
る。第１図ではAMI符号を仮定しており、その
信号帯域はほぼ１／ＴHzとみなせるからアダプテ
イブデイジタルフイルタ６のサンプリング周波数
は、２／ＴHzとすればよい。これに伴い、Ｄ／Ａ
コンバータ７、サンプルホールド回路９及びＡ／
Ｄコンバータ１０のサンプリング周波数も２／Ｔ
Hzとする必要がある。アダプテイブデイジタルフ
イルタ６が収束状態にある時、サンプルホールド
回路９の出力では、エコー信号は受信信号に比べ
て十分抑圧されており、受信回路１１に供給され
る。受信回路１１では、線路損失の補償を行なつ
た後識別回路に入力され、AMI符号は２値符号
に変換されて出力端子２に現わろる。次にアダプ
テイブデイジタルフイルタ６について詳細に説明
する。 第２図は、第１図のアダプテイブデイジタルフ
イルタ６の一構成例を示したブロツク図である。
同図において、参照数字１００′で示す点線で囲
まれた部分と参照数字１００′で示す点線で囲ま
れた部分とは全く同一の機能ブロツクを持つてい
るものとする。参照数字１４，１５及び２２は第
１図の同一の参照数字で示す信号に対応してお
り、それぞれ誤差信号、エコーレプリカ及び判定
出力を示す。ここで誤差信号１４及びエコーレプ
リカ１５のサンプリング周波数は共に２／ＴHzで
ある。従つて、第２図に示すスイツチにより誤差
信号１４は、サンプリング周波数が１／ＴHzの２
つの誤差信号１４′及び１４″に分解される。これ
に対しサンプリング周波数１／ＴHzの２個のエコ
ーレプリカ１５′及び１５″はスイツチによりハン
タリーブされてサンプリング周波数２／ＴHzのエ
コーレプリカ１５となる。第２図の例ではＮ（正
の整数）タツプのトランスバーサルフイルタを示
している。ここでＮは、エコーのインパルス応答
長により定まる整数値である。参照数字１００′
と１００″は同等の機能を有しているので、ここ
では参照数字１００′の部分に注目してその動作
を説明する。フイルタの各タツプ係数は、係数発
生回路１５１，１５２，…，１５Ｎ−１，１５Ｎ
にて生成される。第２図に示す２値符号系列１２
１及び符号ビツト１３１はそれぞれ第１図の参照
数字１２及び１３に対応しており、それぞれＴ秒
の遅延を与える遅延素子１０１及び１１１に供給
される。Ｔ秒の遅延を与える遅延素子１０１，１
０２，…，１０Ｎ−１は、この順に直列に接続さ
れており、入力及び各タツプ出力であるＮ個の２
値符号系列１２ｉ（ｉ＝１、２、…Ｎ）は符号付
データ発生回路１８ｉに供給される。同様に、Ｔ
秒に遅延を与える遅延素子１１１，１１２，…，
１１Ｎ−１もこの順に直列接続されており、入力
及び各タツプ出力であるＮ個の符号ビツト１３ｉ
（ｉ＝１、２、…Ｎ）はそれぞれ符号付データ発
生回路１８ｉ及び係数発生回路１５ｉに供給され
る。ここで符号付データ発生回路１８ｉは、２値
符号系列１２ｉ及び符号ビツト１３ｉより、符号
付データ１９ｉを発生するための回路である。前
に仮定したように、符号ビツト１３ｉの値“０”
及び“１”はそれぞれ正及び負を示しているか
ら、符号付データ１９１は表１のように表わされ
る。

【表】 一方、乗算器１４１，１４２，…１４Ｎ−１，
１４Ｎの出力はすべて加算器１７０に供給されエ
コーレプリカ１５′となりスイツチに供給される。
また、誤差信号１４′は、係数発生回路１５１，
１５２，…１５Ｎ−１，１５Ｎに供給されてい
る。さらに判定出力２２は、第１図の同一番号の
信号に対応しており、同様に、係数発生回路１５
１，１５２，…，１５Ｎ−１，１５Ｎに供給され
ている。係数発生回路１５ｉ（但しｉ＝１、２、
…、Ｎ）では供給される４種の信号の値、即ち符
号付データ１９ｉ、符号ビツト１３ｉ、誤差信号
１４′及び判定出力２２に基づき、係数が遂次修
正される。係数発生回路１５ｉにて得られた各係
数１６ｉは乗算器１４ｉにより符号付データ１９
ｉと乗算された後加算器１７０に供給される。参
照数字１００″で示すブロツクの動作は、参照数
字１００′で示すブロツクと全く同様であるが、
これらの位相はＴ／２秒だけずれていることに注
意する必要がある。次に係数発生回路１５ｉにつ
いて詳細に説明する。 第３図は、第２図の係数発生回路１５ｉの一構
成例を示したブロツク図である。同図において点
線で囲まれた部分が第２図の係数発生回路１５ｉ
に対応しており、さらにその入出力信号である誤
差信号１４′、符号付データ１９ｉ、符号ビツト
１３ｉ、判定出力２２及び係数１６ｉは、それぞ
れ第２図における同一番号の参照数字で示す信号
に対応している。第３図において、誤差信号１
４′と符号付データ１９ｉは乗算器２００により
乗算されその乗算出力は、アンドゲート６００の
一方の入力として供給されると同時に、アンドゲ
ート６０１の一方の入力としても供給される。 一方、符号ビツト１３ｉは、同時に入力される
符号付データ１９ｉの極性を示す信号であり、符
号ビツトが“０”の時は正、“１”の時は負に対
応しているものと仮定している。符号ビツト１３
ｉは選択回路３００の選択信号として入力される
と同時に、ナンドゲート７００及びインバータ８
００に供給される。インバータ８００の出力は、
ナンドゲート７０１の一方の入力として供給され
ている。一方、判定出力２２は、、ナンドゲート
７００及び７０１の一方の入力として供給されて
いる。さらに、ナンドゲート７００及び７０１の
出力はそれぞれ、アンドゲート６００及び６０１
の一方の入力として供給されている。ここでＴ秒
の遅延を与える遅延素子４００及び加算器５００
から成る閉ループ回路は、正のパルスに対応した
係数を発生するための回路であり、加算器５００
に供給されるアンドゲート６００出力により遂次
修正が行なられる。これに対し、Ｔ秒の遅延を与
える遅延素子４０１及び加算器５０１から成る閉
ループ回路は負のパルスに対応した係数を発生す
るための回路であり、加算器５０１に供給される
アンドゲート６０１の出力により遂次修正が行な
われる。 次に、第３図に示す判定出力２２の役割につい
て第１図を参照して詳細に説明する。第１図にお
いて、相関器２０の出力の絶対値について考える
と、アダプテイブデイジタルフイルタの収束過程
における値の方が、収束時における値よりも大き
い。なぜなら収束過程では相関器に入力される符
号ビツト１８と符号ビツト１９とは強い相関を持
つが、収束時には両者の相関の度合は非常に小さ
くなるからである。従つて、相関器２０の出力の
絶対値に対しある定められた値よりも小さい場合
には“１”を、大きい場合には“０”を出力する
ように判定回路２１を構成すれば、判定出力２２
は、その値が“１”の場合には、エコーキヤンセ
ラが収束していることを意味し、“０”の場合に
はエコーキヤンセラが収束過程にあることを意味
することになる。今、第３図において、判定出力
２２が“０”の場合、即ち、エコーキヤンセラが
収束過程にあるときナンドゲート７００及び７０
１の出力は共に“１”となるから乗算器２００の
出力値がアンドゲート６００及び６０１を介して
それぞれ加算器５００及び５０１に直接供給され
る。従つて遅延素子４００及び４０１の初期値を
共に同一の値に設定しておけば、判定出力２２が
“０”に保持されている限り、遅延素子４００及
び４０１の出力値は常に同一の値となる。この
時、選択回路３００の信号入力は共に同一の値で
あるから係数１６ｉの値は、選択信号として入力
される符号ビツトの値“０”又は“１”に無関係
となる。従つて、エコーキヤンセラが収束過程に
ある時には正負パルス区別なく収束が行なわれ
る。これに対し、エコーキヤンセラの収束が進む
と判定出力２２が“０”から“１”に変化する。
この時、アンドゲート６００及びナンドゲート７
００から成る論理回路では、符号ビツト１３ｉが
“０”即ち正のパルスに対してのみ、アンドゲー
ト６００の出力が意味を持つから前述のように、
遅延素子４００及び加算器５００から成る閉ルー
プ回路では正のパルスに対してのみ最適化が行な
われる。一方、判定回路２２が“１”の時、アン
ドゲート６０１及びナンドゲート７０１から成る
論理回路では、符号ビツト１３ｉが“１”即ち負
のパルスに対してのみ、アンドゲート６０１の出
力が意味を持つから、前述のように、遅延素子４
０１及び加算器５００から成る閉ループ回路で
は、負のパルスに対してのみ最適化が行なわれ
る。選択回路３００では選択信号として入力され
る符号ビツト１３ｉの値に応じて、符号ビツト１
３ｉが“０”の時は遅延素子４００の出力が選択
されて係数１６ｉとして現われる。また符号ビツ
ト１３ｉが“１”の時は、遅延素子４０１が選択
されて、係数１６ｉとして現われる。以上詳細に
述べたように、係数発生回路１５ｉにおいて送出
パルスの極性に対応した２種類の係数の適応化の
方法をエコーキヤンセラーの収束の度合により切
換えることができるから、収束時間を徒らに長く
することなく、正負パルスの非線形性を解決でき
る。 なお、本発明の実施例では、伝送路符号として
AMI符号を仮定して説明したが、バイフエーズ
符号の様な２値符号に対しても、本発明は有効で
ある。この場合、例えば次のように実施例を変形
すれば実現できる。第１図においてアダプテイブ
デイジタルフイルタに入力される信号のうち２値
符号系列１２を省略する。これに伴い第２図にお
いて信号１２１が不要となるから、遅延素子１０
１，１０２，１０Ｎ−１を省略する。従つて、符
号付データ発生器１７１，１７２，…１７Ｎを省
略すると同時に、符号付データ１９ｉは、符号ビ
ツト１３ｉと同一のものを用いる。同様に第３図
において符号付データ１９ｉは、符号ビツト１３
ｉと同一のものを用いる。最後に、アダプテイブ
デジタルフイルタ６のサンプリング速度を採用さ
れた伝送路符号の信号帯域に応じて変化させるの
に対応し、第２図に示す点線で示した回路を必要
な数だけ用意すればよい。以上の変形操作を施す
ことにより本発明をバイフエーズ符号のような２
値符号に対しても適用できることは明らかであ
る。 第１図に示す本発明の一実施例において受信回
路１１の機能の一部である線路損失補償機能を、
低域通過フイルタ５と加算器８の間に挿入するこ
とも可能である。またＡ／Ｄインバータ１０のビ
ツト数を１ビツトにすることも、もちろん可能で
ある。さらに、サンプルホールド回路９を受信回
路１１の直前に配置することも可能である。また
サンプルホールド回路９を省略する代わりに、
Ｄ／Ａコンバータ７と減算器８の間に低域通過フ
イルタを挿入することもできる。さらにまた、ア
ダプテイブデイジタルフイルタ６をアダプテイブ
アナログフイルタに置換えることも可能である。
この場合、Ｄ／Ａコンバータ７、サンプルホール
ド回路９及びＡ／Ｄコンバータ１０は省略され
る。 （発明の効果） 以上詳細に述べたように、本発明によれば、ア
ダプテイブフイルタの各タツプ係数として、送出
パルスの極性に対応する２種類の係数を用意し、
エコーキヤンセラーの収束の度合に応じて、２種
類の係数の収束方法を変化させることにより、収
束時間を徒らに長くすることなく、正負パルスの
非対称性によるエコー抑圧度の劣化を防ぐことが
できる。従つて、正負パルスの発生に複雑な回路
を必要としないから回路規模が小さくかつ回路調
整の不要なエコーキヤンセラの方法及び装置を提
供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示すブロツク図
である。同図において、参照数字１及び２はそれ
ぞれ入力端子及び出力端子、参照数字３は符号変
換回路、参照数字４はハイブリツトトランス、参
照数字５は低域通過フイルタ、参照数字６はアダ
プテイブデイジタルフイルタ、参照数字７はＤ／
Ａコンバータ、参照数字８は減算器、参照数字９
はサンプルホールド回路、参照数字１０はＡ／Ｄ
コンバータ、参照数字１１は受信回路、参照数字
１２は２値符号系列、参照数字１３は符号ビツ
ト、参照数字１４は誤差信号、参照数字１５は擬
似エコー、参照数字１６は２線伝送路、参照数字
１７は乗算器、参照数字１８及び１９は共に符号
ビツト参照数字２０は相関器、参照数字２１は判
定回路参照数字２２は判定出力をそれぞれ示す。 第２図は、第１図のアダプテイブデイジタルフ
イルタ６の一構成例を示す詳細ブロツク図であり
参照数字１０ｊ及び１１ｊ（但しｊ＝１、２、…、
Ｎ−１脱は遅延素子、参照数字１４ｉ（（但しｊ＝
１、２、…、Ｎ）は乗算器、参照数字１５ｉは係
数発生回路、参照数字１７０は加算器、参照数字
１８ｉは符号付データ発生回路をそれぞれ示す。 第３図は、第２図における係数発生回路１５ｉ
の詳細ブロツクを示したものであり、参照数字２
００は乗算器、参照数字３００は選択回路、参照
数字４００及び４０１は遅延素子、参照数字５０
０及び５０１は加算器、参照数字６００及び６０
１はアンドゲート、参照数字７００及び７０１は
ナンドゲート、参照数字８００はインバータをそ
れぞれ示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ２線／４線変換回路の４線側にて送信回路か
   ら受信回路へ漏れ込むエコーを、複数タツプのア
   ダプテイブ・フイルタにより発生される疑似エコ
   ーを用いて抑圧するエコー除去の方法であつて、 送信データを受け該送信データ周期単位の複数
   の遅延を与える複数個の第１のタツプ出力と、前
   記送信回路にて前記送信データに基づき発生され
   た出力パルスの極性を表わす極性信号を受け該送
   信データ周期単位の複数の遅延を与える複数個の
   第２のタツプ出力とを受け、複数個のタツプ係数
   を発生すると共に、各々の該タツプ係数とこれに
   対応する前記複数個の第１のタツプ出力との積を
   総和して前記疑似エコーを求める際に、 前記タツプ係数の発生において、前記第２のタ
   ツプ出力を受け前記極性信号に対応した第１のタ
   ツプ係数と第２のタツプ係数を保持し、前記第２
   のタツプ出力を受け前記第１あるいは第２のタツ
   プ係数のいずれか一方を選択して前記タツプ係数
   を発生し、 前記疑似エコーと受信信号との差信号を求め、
   該差信号の極性と前記疑似エコーの極性との相関
   値に基づき、 該相関値が予め定められた値より小さい場合に
   は、前記差信号と前記第１のタツプ出力との相関
   をとり前記保持された第１及び第２のタツプ係数
   を前記極性信号に対応させてそれぞれ個別に適応
   化すると共に、前記相関値が予め定められた値以
   上の場合には、前記保持された第１及び第２のタ
   ツプ係数を前記極性信号にかかわらず区別するこ
   となく適応化を行なうことを特徴とするエコー除
   去方法。 ２ ２線／４線変換回路の４線側にて送信回路か
   ら受信回路へ漏れ込むエコーを、複数タツプのア
   ダプテイブ・フイルタにより発生される疑似エコ
   ーを用いて抑圧するエコー除去装置であつて、 送信データを受け該送信データ周期単位の複数
   の遅延を与える第１のタツプ付き遅延回路と、前
   記送信回路にて前記送信データに基づき発生され
   た出力パルスの極性を表わす極性信号を受け該送
   信データ周期単位の複数の遅延を与える第２のタ
   ツプ付き遅延回路と、前記第１及び第２のタツプ
   付き遅延回路の各々の同一タツプ位置の出力を受
   ける複数個のタツプ係数発生回路と、該タツプ係
   数発生回路の出力と前記第１のタツプ付き遅延回
   路のタツプ出力との積を得るための複数個の積回
   路と、該複数個の積回路の出力を加算して前記疑
   似エコーを得るための加算器と、前記疑似エコー
   と受信信号との差信号を得るための減算器と、該
   差信号の極性と前記疑似エコーの極性との相関値
   を得るための相関器と、該相関器の出力を受け予
   め定められた値との大小を比較しその結果を前記
   複数個のタツプ係数発生回路に供給するための判
   定回路を備え、 前記タツプ係数発生回路において、前記第２の
   タツプ付き遅延回路のタツプ出力を受け前記極性
   信号に対応した第１のタツプ係数と第２のタツプ
   係数を保持する手段と、前記第２のタツプ付き遅
   延回路のタツプ出力を受け前記第１あるいは第２
   のタツプ係数のいずれか一方を選択して前記タツ
   プ係数発生回路の出力とする手段と、前記判定回
   路が前記相関器の出力を予め定められた値より小
   さいと判定した場合には、前記差信号と前記第１
   のタツプ付き遅延回路との相関をとり前記保持す
   る手段より得られた第１及び第２のタツプ係数を
   前記極性信号に対応させてそれぞれ個別に適応化
   する手段を有すると共に、前記判定回路が前記相
   関器の出力を予め定められた値以上であると判定
   した場合には、前記保持された第１及び第２のタ
   ツプ係数を前記極性信号にかかわらず区別するこ
   となく適応化を行なうことを特徴とするエコー除
   去装置。