JPS5828827B2 - トランジスタインバ−タ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はトランジスタインバータ装置に関するものであ
る。

第１図は自在式トランジスタインバータを示し、ＯＴは
変圧器で、入力巻線Ｎ１、出力巻線Ｎ２及び帰還巻線Ｎ
３を有する。

Ｚは負荷、Ｔｒｌはスイッチング用のトランジスタ、Ｒ
１はバイアス用の抵抗、Ｃ１は発振周期設定用のコンデ
ンサである。

今、電源Ｖｃｃより中電圧が印加されると抵抗Ｒ１を通
じてコンデンサＣ１には図示のような極性で充電が開始
され、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１で決定される時定数に
て該コンデンサＣ１が充電されて行き、その充電電圧■
ｃ１がトランジスタＴｒ１のＢ−Ｅオン電圧以上になれ
ば、このトランジスタＴｒ１にベース電流ＩＢが流れる
。

そしてこのベース電流ＩＢによりトランジスタＴｒ１に
はｈＦＥ倍のコレクタ電流Ｉｃが入力巻線Ｎ１を通じて
流れる。

この時、入力巻線Ｎ１と帰還巻線Ｎ３は同一鉄心上に巻
回されており、入力巻線Ｎ１にコレクタ電流Ｉｃが流れ
ると、帰還巻線Ｎ３には第２図に示す方向で電圧が発生
し、この電圧はトランジスタＴｒ１を更にオンさせる方
向となるため正帰還となり、トランジスタＴｒ１は急速
に飽和に達する。

この時、コンデンサＣ１は第２図の方向で充電される。

トランジスタＴｒ１が飽和に達すると、コレクタ電流Ｉ
ｃの増加が停止し、帰還巻線Ｎ３に対する誘起電圧はＯ
となり、″ベース電流ＩＢがＯとなるため、トランジス
タＴｒ１はターンオフする。

一方コンデンサＣ１は前述のような方向で充電されてい
るため、この電圧Ｖｃ１がＶｃｃより放電された後、同
様の動作を繰返す。

このようにしてトランジスタＴｒ１のスイッチング動作
に伴なうコレクタ電流Ｉｃのオン・オフにより入力巻線
Ｎ１に正弦波が発生し、負荷Ｚに電力を供給するのであ
るが、この時の発振周波数は、コンデンサＣ１による設
定よりも、むしろ入力巻線Ｎ１等の固有振動数により決
定される要素が非常に強い。

以上のことを波形で整理すると第３図に示すようになる
。

ここで負荷Ｚに対する電力の供給は、トランジスタＴｒ
１のオン期間のみならず、そのオン期間に変圧器ＯＴの
インダクタンス等に蓄えられたエネルギーによって、オ
フ時にも負荷Ｚへの半サイクル時の電力を分担して供給
している。

トランジスタインバータの出力制御は、トランジスタＴ
ｒ１のオン期間を制御することにより可能であり、その
オン期間の制御とは、前記負荷電力またはトランスイン
ダクタンスへの蓄積電力として供給しているコレクタ電
流Ｉｃを削減してやろうとするものである。

つまり第４図に示す斜線部を削減することである。

しかし第４図の△Ｔｏｎ期間のコレクタ電流Ｉｃを削減
することは発振周波数を高めるように考えられるが、前
述した如く発振周波数は負荷Ｚを含む変圧器ＯＴの固有
振動数により決定される要素が強いため、コレクタ電流
Ｉｃの通電期間がいかにあってもその繰返し周期、即ち
周波数ｆは第４図の如く全く変化せず、電力（入力・出
力）のみが変化する。

換言すれば、発振のデユーティ−サイクルを変えようと
するものである。

この△Ｔｏｎを必要な時に必要な量だけ設定してやれば
、目標とする電力制御が可能である。

この場合、トランジスタＴｒ１のコレクタ電流Ｉｃは、
その通電中必要なベース電流ＩＢが流れているので、第
４図のＴｏｎ−△Ｔｏｎの時間でベース電流ＩＢをカッ
トオフすれば、コレクタ電流Ｉｃを通常のオン期間より
も早くターンオフすることが可能であり、スイッチを投
入してトランジスタＴｒ、のベースをアースすれば良い
。

しかし実際上のコレクタ電流Ｉｃとベース電流ＩＢは第
５図に示すような関係にあり、コレクタ電流Ｉｃの通電
期間の後半では、そのベース電流ＩＢは極めて小である
ため、単にスイッチを投入してトランジスタＴｒ１のベ
ース・エミッタ間を短絡するだけでは、コレクタ電流Ｉ
ｃはターンオフしない。

これは、この種のインバータでは、そのコレクタ電流Ｉ
ｃに必要とするベース電流ＩＢはトランジスタＴｒＩ内
に蓄積されたキャリヤにより供給されているためである
。

本発明はこのような従来の問題点に鑑み、コレクタ電流
Ｉｃを確実にターンオフに導き、インバータ出力の電力
制御を可能にしたトランジスタインバータ装置を提供す
るものであって、その第１の特徴とする処は、変圧器に
設けられた第４巻線とスイッチング素子とを有し、かつ
該スイッチング素子のオン時に第４巻線の発生電圧によ
り前記トランジスタを逆バイアスする逆バイアス回路と
、前記トランジスタのオン期間中にスイッチング素子を
トリガしてオンさせるように、該スイッチング素子にト
リガパルスを供給するトリガパルス発生回路と、インバ
ータの発振周期に同期してトリガパルス発生回路を制御
する同期回路とを備えた点にあり、第２の特徴とする処
は、変圧器に設けられた第４巻線とスイッチング素子と
を有し、かつ該スイッチング素子のオン時に第４巻線の
発生電圧により前記トランジスタを逆バイアスする逆バ
イアス回路と、前記トランジスタのオン期間中にスイッ
チング素子をトリガしてオンさせるように、該スイッチ
ング素子にトリガパルスを供給するトリガパルス発生回
路と、インバータの発振周期に同期してトリガパルス発
生回路を制御する同期回路と、電源電圧の変動に応答し
てトリがパルス発生回路のパルス発生周期を制御する電
源応答回路とを備えた点にあり、第３の特徴とする処は
、変圧器に設けられた第４巻線とスイッチング素子とを
有し、かつ該スイッチング素子のオン時に第４巻線の発
生電圧により前記トランジスタを逆バイアスする逆バイ
アス回路と、前記トランジスタのオン期間中にスイッチ
ング素子をトリガしてオンさせるように、該スイッチン
グ素子にトリガパルスを供給するトリガパルス発生回路
と、インバータの発振周期に同期してトリガパルス発生
回路を制御する同期回路とを備え、トリガパルス発生回
路にパルス発生周期設定用のＣＲ遅延回路を設け、電源
電圧の変動に応答してＣＲ遅延回路の抵抗値を可変する
電源応答回路を設けた点にあり、第４の特徴とする処は
、変圧器に設けられた第４巻線とスイッチング素子とを
有し、かつ該スイッチング素子のオン時に第４巻線の発
生電圧により前記トランジスタを逆バイアスする逆バイ
アス回路と、前記トランジスタのオン期間中にスイッチ
ング素子をトリガしてオンさせるように、該スイッチン
グ素子にトリガパルスを供給するトリガパルス発生回路
と、インバータの発振周期に同期してトリガパルス発生
回路を制御する同期回路と、同期回路の位相を制御する
回路とを備えた点にあり、第５の特徴とする処は、変圧
器に設けられた第４巻線とスイッチング素子とを有し、
かつ該スイッチング素子のオン時に第４巻線の発生電圧
により前記トランジスタを逆バイアスする逆バイアス回
路と、前記トランジスタのオン期間中にスイッチング素
子をトリガしてオンさせるように、該スイッチング素子
にトリガパルスを供給するトリガパルス発生回路と、イ
ンバータの発振周期に同期してトリガパルス発生回路を
制御する同期回路とを備え、トリガパルス発生回路にパ
ルス発生周期設定用のＣＲ遅延回路を設け、負荷から帰
還される信号によりＣＲ遅延回路の抵抗値を可変する帰
還回路を設けた点にある。

以下、図示の実施例について本発明を詳述すると、本発
明では、コレクタ電流Ｉｃを確実にターンオフに導く手
段として第６図に示す如く構成している。

即ち、トランジスタインバータ１の変圧器ＯＴに、帰還
巻線Ｎ３に連続してなる第４巻線Ｎ４を設けると共に、
スイッチング素子としてのトランジスタＴ ｒ２ 、
Ｔ ｒ３をダーリントン続し、これらによって逆バイア
ス回路２を構威し、第４巻線Ｎ４に発生している電圧を
トランジスタＴｒ２゜Ｔｒ３のオン時に、トランジスタ
Ｔｒ１のベース・エミッタ間に印加して逆電流を流すこ
とにより、該トランジスタＴｒ、をオフさせ、コレクタ
電流Ｉｃをターンオフさせるのである。

この時のタイミングは前述した第４図のＴｏｎ−△Ｔｏ
ｎの時間に設定しなければならず、またこの△Ｔｏｎは
Ｔｏｎ以内で可変しなくては意味がないので、単安定マ
ルチバイブレーク３から戊るトリガパルス発生回路を付
加し、そのトリガパルスにより逆バイアス回路２のタイ
ミングを制御する。

単安定マルチバイブレーク３については今更記述する必
要もないが、次のように動作する。

通常の安定状態においては、Ｖｃｃより抵抗Ｒ２を通じ
てトランジスタＴｒ４にベース電流が流れ、該トランジ
スタＴｒ４はオン状態にある。

この時、そのコレクタ電圧はＯであり、トランジスタＴ
ｒ５はベース電圧がＯであるためオフ状態にある。

今トランジスタＴｒ４のトリガ点ａに負電位のトリガを
与えると、該トランジスタＴｒ４はオフし、コレクタ電
圧が上昇するので、今度はトランジスタＴｒ５がオンし
、非安定側に移行する。

この後、トランジスタＴｒ４のベースは抵抗Ｒ２を通じ
てＶｃｃ につながれているので、ＣＲ遅延回路４の抵
抗Ｒ２及びコンデンサＣ２で決定される時間でトランジ
スタＴｒ４のベース電位が上がり、該トランジスタＴｒ
４がオンして最初と同じ状態になる。

即ち、これをトランジスタＴｒ５のコレクタ電圧で見る
と第７図のようになり、同期回路５として次のような構
成を採用することにより、インバータ１の発振周波数に
容易に同期させることができる。

またスイッチング素子用のトランジスタＴｒ２．Ｔｒ３
のタイミングは、トランジスタＴｒ、が再びオフする電
圧を利用すれは良く、それはＣＲ遅延回路４の抵抗Ｒ２
及びコンデンサＣ２の値を可変することにより、その時
間をも変化させることができる。

単安定マルチバイブレーク３のトリガ時には、そのトラ
ンジスタＴｒ４のベースにＶｃｃの一電位よりも更に低
い電位が必要であり、そのための特別な回路を付加せず
かつ変圧器ＯＴの１次２次絶縁を守るとすれば、１次側
の回路から検出する必要がある。

それには例えば入力巻線Ｎ１、コンデンサＣ１等の電圧
を利用することが考えられるが、この図例ではコンデン
サＣ１の充電電圧■ｃ１を利用している。

コレクタ電圧に対するコンデンサ電圧■ｃ１の位相は第
８図の如くであり、必要とする負電圧はコレクタ電流Ｉ
ｃの立上がり時から後にある。

コレクタ電流Ｉｃを削減するための電圧はトランジスタ
Ｔｒ５のコレクタ電圧を利用するので、第８図の如くコ
ンデンサ電圧■ｃ１のＯ■、即チコレクタ電流Ｉｃの立
上がり時にトランジスタＴｒ５がオンすれば都合が良い
が、実際には第９図に示す如くコンデンサ電圧Ｖｃ１に
対してトランジスタＴｒ５のオンが若干遅れるため、ト
ランジスタＴｒ１のコレクタ電流がこれによって削減さ
れてしまい、コレクタ電流Ｉｃ波形の異常または異常発
振の要因となってしまう。

従ってコレクタ電流Ｉｃの立上がり以前にトランジスタ
Ｔｒ５をオンし、単安定マルチバイブレーク３を非安定
側に導いてやらなければならず、そのためにはコンデン
サ電圧Ｖ Ｃ１の十電位側を利用して単安定マルチバイ
ブレータ３への十トリガを得なければならない。

そこで第６図に示す如くコンデンサ電圧■ｃ１の＋電位
で動作するトランジスタＴｒ６を設け、かつ単安定マル
チバイブレータ３の一電圧を予め抵抗Ｒ３にて実際のＶ
ｃｃＨよりも高電圧に設定して同期回路５を構成し、ト
ランジスタＴｒ６にてトランジスタＴｒ４のトリガ点（
ベース）をＶｃｃｍに接続させることにより、コンデン
サ電圧Ｖｃ、（−ｔ−）によるトリガが可能になる。

この結果、第１０図の如く単安定マルチバイブレーク３
の非安定側ヘノ移行、つまりトランジスタＴｒ５のオン
はコレクタ電流Ｉｃの立上がり点よりも前になり、コレ
クタ電流Ｉｃに対して何ら影響はなくなる。

次にトランジスタＴｒ５のコレクタ電圧を利用して逆バ
イアス回路２をトリガするのであるが、このコレクタ電
圧を直接使用すると、単安定マルチバイブレーク３のイ
ンピーダンスが高く、所定のバイアスは得られ難いので
、２個のトランジスタＴ ｒ２ 、 Ｔ ｒ３を前述の
如くダーリントン接続してｈＦＥを高め、動作を確実に
している。

以上の構成でトランジスタＴｒ１のコレクタ電流Ｉｃを
削減し、インバータ１の出力制御が達成できるが、単安
定マルチバイブレータ３のトランジスタＴｒｓのオン期
間を制御すれば定電力化が可能である。

この場合、オン期間は前述の如＜ＣＲ遅延回路４の抵抗
Ｒ２とコンデンサＣ２との時定数により決定するので、
その倒れかを変化させれば良いが、電気的には抵抗Ｒ２
の変化が容易である。

また検出要因としては第６図に示す電源電圧、第１１図
に示す負荷出力の変動を利用することが妥当である。

第６図は電源電圧の変動に応答する電源応答回路６を利
用したものであり、電源応答回路６はトランジスタＴｒ
７、抵抗Ｒ３及びツェナーダイオードＺＤにより構成さ
れている。

従ってこの構成によれば、見かけ上の抵抗Ｒ２はツェナ
ーダイオードＺＤをその必要とする電圧に設定した時、
第１２図に示すような特性を示し、トランジスタＴｒ、
のオン期間はＴ字０．７ＲＣとなるため、第１８図の如
＜Ｖｃｃが上昇するとＴ即ちトランジスタＴｒ１のオン
期間が短かくなり定電力化が達成できる。

第１１図は負荷出力を帰還する帰還回路７を利用したも
のであって、この帰還回路７はトランジスタＴｒ、抵抗
Ｒ４、変圧器Ｔ、整流回路Ｓ等から成る。

なお第６図の場合、電源電圧に応答するように構成して
いるので、同期回路５へのトリガ点をコンデンサ電圧Ｖ
ｃ１の一定とし、このトリガ電圧を一定とすれば、電源
電圧が変動した時、コンデンサ電圧ｖｃ１の変化により
トリガ点は第１４図の如く△を間で移動することによっ
て定電力性を発揮する。

しかし、電源の変動幅による△ｔの変化は極めて少なく
満足なコレクタ電流Ｉｃの削減率は望めない。

そこで第６図或いは第１１図に示す如くトリガパルス発
生回路にＣＲ遅延回路４を介装し、このＣＲ遅延回路４
の周期を電源応答回路６或いは帰還回路７からの出力で
、必要とするコレクタ電流Ｉｃ削減範囲全域を制御する
構成としており、このようにすれば更に良好な定電力性
が得られる。

トリガパルス発生回路、即ち単安定マルチバイブレータ
３への同期回路５は、トランジスタＴｒ６と抵抗Ｒ５に
より設定された該トランジスタＴｒ６のオン電圧に対す
るコンデンサ電圧■ｃ１によって該トランジスタＴｒ６
を駆動するものであって、このトランジスタＴｒ６のオ
ン電圧は常に一定であるため、第１５図の如くコンデン
サ電圧■ｃ１に対してトリガ点は全く変化しない。

また制御は単安定マルチバイフレーク３の非安定側周期
Ｔを変化させることであった。

これに対し前記Ｔを常に一定とし、単安定マルチバイブ
レーク３のトリガ点を移動させた場合も、インバータ１
の出力制御が可能である。

第１６図はトランジスタＴｒ６のベースに可変抵抗ＶＲ
を接続し、コンデンサ電圧■ｃ１によるトランジスタＴ
ｒ６のオン位相を変化させるものである。

第１７図及び第１８図はフォトカプラーＦＣを利用した
ものであって、第１７図は電源電圧の変動に応答させる
ようにし、第１８図は変圧器Ｔ２、整流回路８２等によ
り負荷変動を帰還させるようにしており、これらによれ
ば、出力制御は勿論のこと、定電力化も達成できる。

つまり、同期回路５の位相を調整するようにしたもので
あり、この位相調整によっても目的の達成が可能である
。

ＣＲ遅延回路４の遅延周期は抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２
との時定数にて決定され、抵抗Ｒ２を一定として電源電
圧が変化すれば、コンデンサＣ２の充電周期が変化する
。

このためコンデンサＣ２の充電特性は第１９図に示す点
線のような変化を示すが、この変化は必要とするコレク
タ電流Ｉｃの削減範囲をカバーできる程、ＣＲ遅延回路
４の周期を制御できない。

従って第６図に示すようにトランジスタＴｒ７、ツェナ
ーダイオードＺＤ等の非線型素子をＣＲ遅延回路４の抵
抗Ｒ２に接続すれば、コンデンサＣ２の充電特性は第１
９図に示す実線のような変化を呈し、電源変動による遅
延時間の変化が大きくなり、定電力として良好な特性が
得られる。

即ち、ＣＲ遅延回路４の抵抗Ｒ２に非線型素子を付加し
たものであり、これによれば、電源変動に対する遅延時
間の変化が大きくなり、非常に良好な定電力性を得るこ
とができる。

また第１１図の如＜ＣＲ遅延回路４の抵抗Ｒ２にトラン
ジスタＴｒ８を接続し、これを負荷Ｚより帰還される信
号によって制御するようにすれば、電源電圧による負荷
変動、電源電圧一定時における負荷の変動に対しても十
分応答でき、定電力性の効果が更に良好になる。

以上各実施例に詳述したように第１発明によれば、変圧
器に設けられた第４巻線を有し、かつトランジスタのオ
ン時に該第４巻線の発生電圧により前記トランジスタを
逆バイアスする逆バイアス回路を設け、これをトリがパ
ルス発生回路、同期回路を介してインバータに同期して
制御し、出力電流を削減するようにしているので、イン
バータの出力を任意に制御する。

ことができる。第２発明によれば、電源電圧の変動に応
答してトリガパルス発生回路のパルス発生周期を制御す
る電源応答回路を設けているので、第１発明による電力
制御の他に、電源電圧が変動した場合にも出力電力の変
動を防止でき出力電力の定電力化が可能となる。

第３発明によれば、トリガパルス発生回路にパルス発生
周期設定用のＣＲ遅延回路を備え、電源応答回路でＣＲ
遅延回路の抵抗値を変えるようにしているので、電源電
圧の変動に対するＣＲ遅延回路の遅延時間の変化が大き
くなり、非常に良好な定電力性を得ることができる。

第４発明によれば、同期回路の位相を制御する回路を備
えているので、この位相制御によっても定電力化を遠戚
できる。

第５発明によれば、・負荷から帰還される信号によって
ＣＲ遅延回路の抵抗値を可変する帰還回路を備えている
ので、電源電圧による負荷変動は勿論のこと、電源電圧
一定時における負荷の変動に対しても十分応答でき、定
電力性の効果が更に良好になる。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は原理説明用回路図、第３図乃至第５
図は波形図、第６図は本発明の一実施例を示す回路図、
第７図乃至第１０図、第１２図乃至第１５図、第１９図
は特性図、第１１図、第１６図乃至第１８図は他の実施
例を示す回路図である。 １・・・・・・トランジスタインバータ、ＯＴ・・・・
・・変圧器、Ｎ４・・・・・・第４巻線、２・・・・・
・逆バイアス回路、３・・・・・・単安定マルチバイブ
レータ、４・・・・・・ＣＲ遅延回路、５・・・・・・
同期回路、６・・・・・・電源応答回路、７・・・・・
・帰還回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ スイッチング用のトランジスタと、入力巻線、出力
   巻線及び正帰還用の帰還巻線を有する変圧器とを備え、
   前記トランジスタのベースを前記帰還回線を介してバイ
   アス用抵抗と発振周期設定用コンデンサとの接続点に接
   続した自励式トランジスタインバータにおいて、前記変
   圧器に設けられた第４巻線とスイッチング素子とを有し
   、かつ該スイッチング素子のオン時に第４巻線の発生電
   圧により前記トランジスタを逆バイアスする逆バイアス
   回路と、前記１−ランジスタのオン期間中にスイッチン
   グ素子をトリガしてオンさせるように、該スイッチング
   素子にｌ−ＩＪガパルスを供給するトリガパルス発生回
   路と、インバータの発振周期に同期してトリガパルス発
   生回路を制御する同期回路とを備えたことを特徴とする
   トランジスタインバータ装置。 ２ スイッチング用のトランジスタと、入力巻線、出力
   巻線及び正帰還用の帰還巻線を有する変圧器とを備え、
   前記トランジスタのベースを前記帰還巻線を介してバイ
   アス用抵抗と発振周期設定用コンデンサとの接続点に接
   続した自励式トランジスタインバータにおいて、前記変
   圧器に設けられた第４巻線とスイッチング素子とを有し
   、かつ該スイッチング素子のオン時に第４巻線の発生電
   圧により前記トランジスタを逆バイアスする逆バイアス
   回路と、前記トランジスタのオン期間中にスイッチング
   素子をトリガしてオンさせるように、該スイッチング素
   子にトリガパルスを供給するトリガパルス発生回路と、
   インバータの発振周期に同期してトリガパルス発生回路
   を制御する同期回路と、電源電圧の変動に応答してトリ
   ガパルス発生回路のパルス発生周期を制御する電源応答
   回路とを備えたことを特徴とするトランジスタインバー
   タ装置。 ３ スイッチング用のトランジスタと、入力巻線、出力
   巻線及び正帰還用の帰還巻線を有する変圧器とを備え、
   前記トランジスタのベースを前記帰還巻線を介してバイ
   アス用抵抗と発振周期設定用コンデンサとの接続点に接
   続した自励式トランジスクインバータにおいて、前記変
   圧器に設けられた第４巻線とスイッチング素子とを有し
   、かつ該スイッチング素子のオン時に第４巻線の発生電
   圧により前記トランジスタを逆バイアスする逆バイアス
   回路と、前記トランジスタのオン期間中にスイッチング
   素子をトリガしてオンさせるように、該スイッチング素
   子にトリガパルスを供給するトリガパルス発生回路と、
   インバータの発振周期に同期してトリがパルス発生回路
   を制御する同期回路とを備え、トリガパルス発生回路に
   パルス発生周期設定用のＣＲ遅延回路を設け、電源電圧
   の変動に応答してＣＲ遅延回路の抵抗値を可変する電源
   応答回路を設けたことを特徴とするトランジスタインバ
   ータ装置。 ４ 特許請求の範囲第３項記載のトランジスタインバー
   タ装置において、電源応答回路は非線形素子を備え、こ
   の非線形素子をＣＲ遅延回路の抵抗に並列に接続したこ
   とを特徴とするトランジスタインバータ装置。 ５ スイッチング用のトランジスタと、入力巻線、出力
   巻線及び正帰還用の帰還巻線を有する変圧器とを備え、
   前記トランジスタのベースを前記帰還巻線を介してバイ
   アス用抵抗と発振周期設定用コンデンサとの接続点に接
   続した自励式トランジスタインバータにおいて、前記変
   圧器に設けられた第４巻線とスイッチング素子とを有し
   、かつ該スイッチング素子のオン時に第４巻線の発生電
   圧により前記トランジスタを逆バイアスする逆バイアス
   回路と、前記トランジスタのオン期間中にスイッチング
   素子をトリガしてオンさせるように、該スイッチング素
   子にトリガパルスを供給するトリガパルス発生回路と、
   インバータの発振周期に同期してトリガパルス発生回路
   を制御する同期回路と、同期回路の位相を制御する回路
   とを備えたことを特徴とするトランジスタインバータ装
   置。 ６ スイッチング用のトランジスタと、入力巻線、出力
   巻線及び正帰還用の帰還巻線を有する変圧器とを備え、
   前記トランジスタのベースを前記帰還巻線を介してバイ
   アス用抵抗と発振周期設定用コンデンサとの接続点に接
   続した自励式トランジスタインバータにおいて、前記変
   圧器に設けられた第４巻線とスイッチング素子とを有し
   、かつ該スイッチング素子のオン時に第４巻線の発生電
   圧により前記トランジスタを逆バイアスする逆バイアス
   回路と、前記トランジスタのオン期間中にスイッチング
   素子をトリガしてオンさせるように、該スイッチング素
   子にトリガパルスを供給するトリガパルス発生回路と、
   インバータの発振周期に同期してトリガパルス発生回路
   を制御する同期回路とを備え、トリガパルス発生回路に
   パルス発生周期設定用のＣＲ遅延回路を設け、負荷から
   帰還される信号によりＣＲ遅延回路の抵抗値を可変する
   帰還回路を設けたことを特徴とするトランジスタインバ
   ータ装置。