JPS583338A - デイジタル通信システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はディジタルマルチプレクサに関し。

特に改良した予測符号化技術を用いてディノタルチャン
ネル当シ多数の音声チャンネルを収容可能ナティジタル
マルティゾレクサに関するものである。

音声およびデータ伝送のためのディジタル通信システム
は、ますます、広く使用されるようになっている。その
例として、ベルシステムによる。

ベルシステムズディジタルデータシステムや主要都市間
のディジタルサービスのための多数の私的共用搬送装置
などがある。種々の私的システムが使用されるようにな
った重要な因子は、コープＪ′。

り・ティー・ピー３００　（Ｃ０ＤＥＣＴＰ　３００　
）シリーズのような単一チャンネルのコーデックユニッ
トの出現であった。このユニットでは、６４ＫｂＳのよ
うな低ビツト率でディノタル通信サービスを行なうこと
ができ、従来アナログサービスに対してのみ可能であっ
たマイクロウェーブ帯域を使用できるようになっている
。

よシ低いビット率でディジタルサービスが行なわれるよ
うになって来て、ディジタルチャンネル当シ多数のアナ
ログチャンネルの収容可能なディジタルマルチプレクサ
の必要性が高まって来た。

そのようなマルチプレクサの一つとして、米国特許第３
４９２９３２号に示されるものがある。同米国特許に示
されるものにおいては、３つの入力アナログチャンネル
はサンプリングされ、３単位５ディジット直列エンコー
ダーによって、ノ９ルス符号変調（ＰＣＭ　）信号にコ
ード化される。この直列エンコーダ出力は、予め定めら
れた連続制御で時間一致直列出力ビットのサンプリング
を許すために予め定められた時間だけ遅延される。サン
プリングされた引き続くＰＯ！ピットの各群は、量子化
されたパルス振巾変調（ＰＡＭ　）信号に変換される。

この信号はサンプリングされた一群のＰＣＭビットを表
わしている。ＰＡＭ信号は受信側に送信される。受信側
では、その信号は発信側の元のアナログ信号と同じピッ
トノやターンを有する複数のＰＣＭ信号に復号される。

前述の米国特許では相互変調歪が減少され、バンド巾も
減少しているが、　ＰＣＭエンコーダの１″および″′
θ′ピット出力の可能な組合せの全てに対して別々のＰ
ＡＭ信号レベルが割り当てられているので、３つのアナ
ログチャンネルに対して８つのレベルのＰＡＭ信号が必
要となる。もし上記米国特許におけるＰＡＭ信号レベル
の最大数よシ、その数が減少できれば、マルチプレクサ
の容量が著しく増大することは明かである。

したがって１本発明の目的は、ディジタルマルチプレク
サの容量を改善することである。

本発明の他の目的ｔ′ｉ、ディノタルチャンネル当）の
アナログチャンネル収容数を増加したディジタルマルチ
プレクサを提供することである。

本発明の更に他の目的は、複数のアナログ信号を最小の
バンド巾の単一チャンネルで送信できるようにすること
である。

本発明の更に他の目的は、制限された数の振巾レベルを
持つディジタル通信媒体（ケーブルアルいはマイクロウ
ェーブ）によって搬送され得る音声アナログチャンネル
の数を増加することである。

本発明の特別の目的は、多数の音声周波（音声およびデ
ータ）チャンネルをＴ−１搬送波チヤンネルで伝送する
ことである。

本発明によれば、複数の入力チャンネルは情報信号を一
つの通信幹線へ送信のために搬送する。

この情報信号は、各入力チャンネルに備えたエンコーダ
によって一連の多ビツトディジタル語にコ−ド化される
。

本発明の一つの特徴は、各語中の予め定められたビット
が各エンコーダの出力に互に異なった時間に現われるよ
うに、各多ビツトディジタル語のピット位置がエンコー
ダの出力において制御され。

ていることである。

本発明の他の特徴は、この多ビツトディジタル語が更に
多ビツトディジタル符号語に変換されることにあシ、各
符号語の各ビットは異なるアナログ信号で逓倍され、各
入力チャンネルからのアナログ電圧は和をとられて伝送
される。

本発明の更に他の特徴によれば、その和アナログ電圧が
、送信符号語へ変換され、この送信符号語は連続する送
信フレーム中に差べられ、この連続する送信フレームが
遠隔地へ通信幹線で伝送される。

本発明の他の態様によれば、複数のチャンネルでアナロ
グ情報が搬送され、そのアナログ情報は一連の多ビツト
ディジタル語へコード化されるような役員会議用装置が
得られる。

本発明の更に他の特徴によれば、各チャンネルのディジ
タル語のビットは予め定められたアナログ電圧で逓倍さ
れる。このアナログ電圧は各チャンネルで異なっている
。

本発明の更に他の特徴においては、各チャンキルからの
アナログ電圧は足し合わされて定電圧から引き算され、
その差電圧信号が多ビツト符号語を発生するために用い
られる。この符号語のビットは、アナログ情報を搬送す
る各チャンネルがアナログ情報を搬送しない各チャンネ
ルに接続されているような会議用装置を構成するために
用いられる。

以下１本発明を実施例について詳細に説明する。

本発明の特徴および利点の理解を容易にするために、前
記米国特許におけるマルチプレクサの動作を説明する。

同マルチプレクサにおいては、３つのＰＣＭ　５ディジ
ット直列エンコーダの出力は５つの並列出力端子に同時
に現われる。３つのエンコーダの各々からの並列５ビツ
トの最初のものは。

遅延回路を通してダート回路へ印加され、したがって、
このダート回路の出力は連続して出力される全３つのエ
ンコーダからの最初の３つのビットで構成される。次に
３つ全てのエンコーダからの並列５ビツトの２番目のも
の等についても同様である。こうして、各３ピツトは２
次々に８レベルＰＡＭ信号の特定の１つに変換される。

この種の符号化の例を第１表に示す。

第　　■　　表 第１表に示されたように、特定の出力符号がエンコーダ
の出力の各組合せに応じて作られる。けれども、もした
だ１つの論理″１”がいずれかのチャンネル出方に現わ
れることが予測されるなら。

ＰＡＭエンコーダは各チャンネルに対し１つの振巾レベ
ルを有する信号、即ち３つのチャンネルに対し３レベル
ＰＡＭ信号を発生すれば良いことになる。

例えば、もし、３つのＰＣＭエンコーダから同時に”ビ
のビットがないとすれば、論理“ビを有するチャンネル
だけが多レベルＰＡＭ信号で識別さレレば良い。その結
果、従来のディノタルマルティプレクサに比して、ずっ
と多くのアナログチャめて小さくするごとによって、こ
の目的を達成している。

ＰＣＭエンコーダ出カにおける論理″′１″ビットの周
波数は、音声の送信に使用されるとき１次によって定ま
る； １、会話の周波数 ２、往復効果、即ち唯−人の話手が通常話している。

３、会話中の話のとぎれ。

４．特定レベルの確率が振巾符号化の範囲内にある。

最初の３つの因子は、いずれかのチャンネルが少しでも
使用されている確率に影響する。そのような利用率は経
験から見積られるが、どれかのチャンネルに論理１１″
ビツトがある確オとしては。

０．０７〜０，１０の値が、妥当な平均値である。

４番目の因子は、音声レベルの統計的な振巾に依ってい
る。この振巾の確率密度関数（Ｐ、Ｄ、Ｆ、）は次式（
１）で表わされる。

ここで、Ｘ＝時々刻々の会話電圧レベルσ＝　ＲＭＳ会
話電圧 １ｘｌ−正・負電圧レベルの絶対値 Ｐ（ｘ）＝正あるいは負レベルの確率 である。

式（１）は１種々の話手１例えば小声の話手や大声。

の話手等の電話信号を、統計的に正確に表わしているこ
とが判明した。これを電話信号をディジタル符号化およ
び送信するだめの基礎として使用するためには、最小許
容歪および誤シで信号を発生するために、最大、平均お
よび最小振巾レベルを設定することが必要である。ある
信号以上では千ンコーダが最大信号として符号化するそ
の限界信号は遮断電圧と呼ばれる。実際の使用と経験に
よって、　ＲＭＳ会話電圧は、はホ遮断電圧振巾の約８
であることがわかった。

本発明の説明のために、７つのアナログ入力チャンネル
があることを仮定する。これらチャンネルの各々は１式
（１）で表わされる確率密度関数の下にある。これらの
チャンネルの各振巾標本（ＰＡＭ）は量子化され、　Ｐ
ＣＭ符号化され、その各ピットが次々に伝送される。第
１表に示した従来法によれば、７つのアナログチャンネ
ルの場合、各ビット期間における可能なコード組合せの
全てを送信するために２　即ち１２８の振巾レベルが必
要となる０本発明においては、上述した統計的因子の故
に。

これらの組合せの全ては生じない。特に、会話信号は１
式（１）に従って、振巾レベルに対する許容可能な歪率
でしかも熾も゛弱い信号を符号化する方法で、量子化さ
れる。

これを達成するために、正および負の振巾範囲を８つの
区間すなわちセグメントにそれぞれ分割するのが通例で
ある。これらの区間は均一ではなく、各セグメントは最
も低い区間から始ｔシ、その次の最も低い区間の２倍と
なっている・ある話手ノ会話振巾があるセグメントにあ
る確率は０式（１）の確率密度函数から計算された第■
表に示されている。ゼロレベルにあるよシ、むしろレベ
ル０と看なされる信号について、θレベル振巾範囲の以
下余日 第　　■　　表 レベル＋または−確　　率 １　　　０　　　　　　　　　　　　０．１９５９２　
　　１　　　　　　　　　　　　　０．１１９４　　　
２　　　　　　　　　　　　０．１１７８　　　３　　
　　　　　　　　　　０．０５９１６．４　　　　　　
　　０・００９ ３２　　　５　　　　　　　　　　　　０．０００２６
４６　　　　　　無視 １２８７　　　　　　　無視 第３レベル以上のレベルがまれにしか発生しないことに
注意することが重要である。

このように会話信号の高レベルのセグメントがまれにし
か現われないことは、レベル４　、５　、６゜７および
８で動作するチャンネルがレベル０．ｌ。

徴が、必要とする伝送レベルを１２８（７チヤンネルの
場合）から７に近似した数へ減少するために利用した因
子の一つである０ 更に、この目的のために、信号は第■表に示されるよう
に各コード毎に唯一つのレベル即ち１ビツト（グラス符
号ビット）を必要とするようなコードで符号化されても
良い。

第　　■　　表 このコードを使用すれば、各チャンネルからのめに、８
番目のビットが送出される。この符号化は、音声品質が
許容可能である場合に使用されるＯＢに説明された符号
化が使用される。

これらのビットが送出される全確率は、チャンネル利用
確率と第■表のレベル確率との積である。

これを第■表に示す。

第　　■　　表 レベルｓ　　　　　ビット確率（利用確率＝０．１）０
　　　　　　　　　　　０．０１９５９１　　　　　　
　　　　　０．０１１９２　　　　　　　　　　　０．
０１１７３　　　　　　　　　　　０．００５９４　　
　　　　　　　　　０．０００９５　　　　　　　　　
　　０．００００１７６　　　　　　無視 ７　　　　　　無視 符号ビットの確率は、どのレベルについても正か負の確
率は５０チであるので、レベルビットの確率を０．５倍
したものである。相関のない（これは最も一般的な場合
である）どれか２つの動作中のチャンネルに生ずる一ビ
ットの確率は、その二つのチャンネルのレベル確率の積
である。どれか二つのビットの全確率はこれらの確率の
和である。

もし、並列チャンネルが１例えばビット位ｔ８が全ての
チャンネルで同時に現われるように、チャンネル同期を
とられていれば、そのビット位置の一致の確率は高くな
る。なぜなら、レベルｌが最も起シやすい。けれども、
この発明では、ビット位置８が各チャンネルにおいて異
なった時間に生ずるように、ビット位置が第１表に示さ
れるように故意にわずかずつずらされている。

以下余白 レベル１および２ピツトの一致によって生ずる誤りが許
容されるとき、そのビットを搬送するチャンネルの番号
のみが送出される必要があシ、伝送は次のようなチャン
ネル番号列で表わされる。

７００４０２０１２７６ 更に高い誤シ除去率が望まれるとき、二チャンネルがビ
ットを伝送している場合にコード番号を与えることが必
要となる。そのようなコードは。

例えば第■表に示されるＯ 以下余白 第　　■　　表 コード　　チャンネル　　コード　　チャンネル　　コ
ード　　チャンネル１　　　１　　　９　　１と２　　
１６　　２と３２　　　　２　　　　１０　　　１と３
　　１７　　２と４３　　　　３　　　　１１　　　１
と４　　１８　　２と５４　　　　４１２１と５　　１
９　　２と６５　　　　５　　　　１３　　　１と６　
　２０　　２と７６　　　　６　　　　１４　　　１と
７　　２１　　２と８７　　　　７　　　　１５　　　
１と８８ ２２　　３と４　　２７　　４と５　　３１　　５と６
２３　　３と５　　２８　　４と６　　３２　　５と７
２４　　３と６　　２９　　４と７　　３３　　５と８
２５　　３と７　　３０　　４と８　　３４　　６と７
２６　　３と８　　　　　　　　　　　　３５　　６と
８３６　　７と８ 通常のノＪ？ルス振巾変ｖＩ４（ＰＡＭ　）に比して本
発明の符号化の利点は、同じ情報が非常に低い電力レベ
ルで伝送されることである。あるいは、多くのチャンネ
ルが同じ電力で伝送され得る。例えば。

１６チヤンネルを、第■表に示されるとおり、第１の８
チヤンネルの組の送出に３６コードを使用し、これに第
２の８チヤンネルの組のための８コードを加えて４４コ
ードとして送出するとき、約１０’という誤シ率が達成
される。との誤シ率は。

主に２つのチャンネルにおいて第■表で、レベルｌの一
致によって引き起される。ＰＣＭ符号化の利点は、よシ
多くの音声チャンネルを同じバンド巾で伝送できること
である。

上述したことは、改良したチャンネル容量を持つディジ
タルマルチゾレクサ（ＤＭＩＣと呼ぶ）の理論である。

このＤＭＩＣは、信号の多しベルディソタル伝送を可能
とする。各レベルは異なるチャンネル源を表わし、ビッ
ト位置はアナログチャンネルの振巾標本のディジタルＰ
ＣＭコード表示を表わす。

Ｔ−１搬送チヤンネルのような数メディアを通しての伝
送は数レベルに制限される。Ｔ−１チヤンネルは３レベ
ル、即ち１，０．−１で動作する。

以下に、上記のようなメディアにマルティレベル情報を
送信し、ＤＭｒＣを特徴づけるバンド巾を維持する新し
い方法を得る連続フレーム（ＳＦＤＭＩＣ）について述
べる。

ＳＦＤ＃ＩＣにおいて、ビットのチャンネルマーキング
はそのまま残るが、チャンネルを示すに必要な量は低モ
ジュロ表示に分解される。二進表示が好ましく、その場
合１例えば第■表に示されるように、各チャンネルは示
される。

第　　■　　表 第１モジュロ項は第１フレームで送られ、第２項は第２
フレームの同じビット位置で送られる。

例えば、第１表のレベルは第■表のコードに従って分解
され、第■表の２フレームを発生し、それはまた第１表
に復帰され得る。

２フレ一ム三元コードは３−１＝８のチャンネル指定を
行うことができ、ｔた３項（即ちフレーム）によれば３
−１＝２６チヤンネルの指定が可能である。

第１表 連続フレームはレジスタに貯えられ、Ａ７′Ｄコンバー
タで復調するために単数に復調される（この〜Φコンバ
ータは、後述するように、正しいチャンネルに１”ビッ
トを与える。）。

第Ｘ表は、二進、二進および西進コードにおけるフレー
ム数による指定可能なチャンネル数を示している。

以下余白 第　　Ｘ　　表 二進　　　　　　二進　　　　　　西進Ｆｎ２Ｆｎ　　
　Ｆ、　　　ｓＦｎ　　　Ｆｎ　　　　４Ｆｎ２　　　
　　４　　２　　　９　　２　　　　１６３　　　　　
８　　３　　　２７　　３　　　　６４４　　　　１６
　　４　　　８１　　４　　　　２５６５　　　　３２
　　５　　２４３　　５　　　１０２４６　　　　６４
　　６　　７２９　　６　　　４０９６７　　　　１２
８　　７　　２１Ｂ７　　７　　　１６３８４８　　　
　２５６　　８　　６５６１　　８　　　６５５３６９
　　　　５１２　　９　１９６８３　　９　　２６２１
４４１０　　　１０２４　１０　５９０４９　　１０　
　１０４９５７６１１　　　２０４８ １２　　　　　４０９６ １３　　　　　８１９２ １４　　　　　１６３８４ 二進コードは、Ｔ−１搬送波ラインにとって最も有用で
あるが、他のコードも、他のラインにおいて有用である
ことが分るであろう。特に西進コードはマイクロウェー
ブ回線において有用である。

もし、指定可能なチャンネルの全てが使用されるなら、
伝送可能なチャンネルの数は、バンド巾の顕著な改善を
仮定して、必要な追加時間（コード）フレームを極端に
増加する。この改善は、チャンネル利用が低いとき競合
するチャンネルビットの確率は一つの時間位置を占有す
るビットの確率によるので、可能である。この確率はＰ
Ｒ”　ＰＡＩＬ　ｐＵ ＰＩＩＬ　＝符号化位置りにおけるビットの確率ＰＵ＝
標本語の確率 チャンネル間のビット競合の確率は ＰＣＩＩ：ＰＢ ここで、Ｃは競合チャンネルの数である。

ビット競合の周波数は、チャンネルの組合せの数ととも
に増加する。

従って、Ｃ＝２に対して。

これらの競合周波数の合計は、誤シの全確率を構成する
。けれどもＰＢが充分小さいとき、主なものはｃ−＝２
ｏｊ、ｔ（ｖあり、チャンネルの数ｎが高いときは、こ
の項は重要となる。Ｃ＝２の組合せのあらゆる計算値は
第Ｘ表に示される。もしマルチプレクサがチャンネルの
組合せの全てをコード化するならば、第■表に関して指
運されるように。

Ｃ＝２競合の場合、（ｉｉｌの競合も生じない。多くの
フレームを使用することによってチャンネル指定の可能
性および第Ｘ表の伝達されるコードによるチャンネルの
組合せが非常に増加することに注意すべきである。

以下余白 第　　Ｘ　　表 チャンネル数ｎ　　　　ｎｃ＝２チャンネル競合の数　
　ｎｃ＋ｎｃ２　　　　　　　　　　　　　２　　　　
　　　　３３　　　　　　　　　　　　　　　３　　　
　　　　　　　６４　　　　　　　　　　　　　６　　
　　　　　　１゜５　　　　　　　　　　　　　１０　
　　　　　　　　１５８　　　　　　　　　　　　　２
８　　　　　　　　　３６１０　　　　　　　　　　　
　　　　　４５　　　　　　　　　　５５１３　　　　
　　　　　　　　　　　　７８　　　　　　　　　　９
１２０　　　　　　　　　　　　　１９０　　　　　　
　　２１０４０　　　　　　　　　　　　　　　７８０
　　　　　　　　　８３０に対する競合の周波数の計算
値と同様に示されてで１例え４０〜６０チヤンネルが送
信されても競合周波数は無視するに充分小さい。

これらの計算において＋ＰＢは全ての競合チャンネル間
ルビットコード位置において、少しずつずらされている
。

第刈表 ｎ（チャンネル）　　　　　（ｎｃ）　　　　　　　ｎ
ｃ　　　Ｆｃ＝（”ｃ）ｍ（Ｐｍ）’Ｑ　　　（４０）
（３９）（３８）　　９８８０　　　　３Ｘ１０　’一
−ｒ−一 ６０　　　（６０Ｘ５９Ｘ５８）　３４２２０　　　１
刈ｏ　−３に の場合、２つの競合チャンネルのＰＢは等しくなく、高
い方のレベルの確率ＰＢＬは非常に低い。

従って、実効競合チャンネル数は予めＣ＝２に対して計
算されたｎ（ｎ−１１の組合せよシも減少する・充分高
い確率のレベルは３でちる。−例として。

７チヤンネルの場合を考える。チャンネル１と２゜２と
３．および３と１だけが別々に符号化・を必要とする程
度にしばしば競合する。即ちｎ（ｎ−１）／２＝２１チ
ャンネルの代シに３チヤンネルのみである。

このように、チャンネルをずらすことによって。

競合を大巾に減少できる。４９チヤンネルでは。

４９　Ｘ　４８／２　＝　１１７６の代シに、　２１　
Ｘ　２０／２＝２１０の組合せをとる７Ｘ３＝２１のチ
ャンネルが競合するだけである。このような減少によっ
て、チャンネルおよびチャンネルの組をＴ−１伝送のた
めに３進符号化するとき、必要なフレームを５つに減少
できる。このことは伝送帯域の減少が、　４９１５　＃
　１０であることを意味する。この発明の帯域減少の特
徴は後記アインデイツクスＢの項で詳細に説明される。

同様にＣ＝３競合もまた大巾に減少される。

ＤＭＩＣオｊ　ヒＳＦＤＭＩＣの実施例について、上記
の新規な動作原理にもとづいて詳述する。

第１図は本発明のディジタル通信システムの全体図を示
す。入力音声周波信号は電話機１０．２０および３０で
発生され、マルチプレクサｌ中のＰＣＭエンコーダ１１
．２１．３１へ加えられる・各電話機は別々の入力チャ
ンネルを表わし、別々のＰＣＭエンコーダが各チャンネ
ルに対して備えられる。３つの入力チャンネルが示され
ているだけであるけれども、任意数のチャンネルが設け
られ得ることが理解されよう。ＰＣＭエンコーダ１１゜
２１および３１は音声周波信号を、公知の方法で一つの
直列ディゾタル語に符号化する。代表的なＰＣＭエンコ
ーダは、前述した米国特許に示されている。第１図に示
される実施例においては、　ＰＣＭエンコーダは音声周
波信号を８　ＫＨｚでサンプリングし、そのサンゾルを
８ビツトディジタル語に変換する。符号化動作は、　Ｐ
ＣＭ符号のチャンネル開始時刻即ち、　ＰＣＭディノタ
ル語中の各ビットがエンコーダ出力に現われる時間を制
御する同期発電機４０によって制御される。

同期発電機４０は、８ビット直列語中のビット位置８に
一致するチャンネル同期・母ルスを出力する。各ＰＣＭ
エンコーダは、この同期ｔ４ルスを異なったビット位置
に等しい別々の予め定められた時間間隔だけ遅れて受信
する。必要な遅延は、遅延ユニット１２および２２によ
って与えられる。このような各ＰＣＭエンコーダの同期
制御によって。

各ＰＣＭ符号のビット８が異なる時間に開始することに
なる。これによって、第Ｖ表で示したビットずれが達成
される。

各ＰＣＭエンコーダの出力は、チャンネルエンコ−／１
３’、　２３　、３３に加えられる。チャンネルエンコ
ータの働キは、各ＰＣＭエンコーダの出力を第■表に示
した符号に変換することである。この符号は以後、ビッ
ト近似符号（ｂｉｔ　ａｐｐｒｏｘｉｍａｔｅｃｏｄｅ
　）と呼ばれる。このような変換は、　ＰＣＭ符号をレ
ジスタに貯え、そのＰＣＭ符号を適当なディノタル論理
あるいは適当にプログラムされたマイクロノロセッサで
符号の数値範囲を決めるために検査し、そのＰＣＭ符号
に代るビット近似符号を発生することによって行われる
◎このような変換を行うだめの回路構成はディジタル論
理設計技術者には良く知られているので２回路の詳細に
ついてはこれ以上説明しない。ビット近似符号は８ビツ
ト期間に一度発生され出力レジスタ（図示せず）中に入
れられる。

第ｍ表に示した符号は、８入力チャンネルの６各に対し
て単一の１１″ビツトを含んでいる。チャンネルエンコ
ー／１３，２３，３３０各々ハ。

前述の米国特許に示されるように、各チャンネルからの
各ビットを、そのビットによって表わされる特定のチャ
ンネルに固有の較正されたアナログ電圧で逓倍する回路
を有している。かくして、チャンネルエンコーダ１３は
出力レジスタに貯えられたビット近似符号に作用し、チ
ャンネル１をレベル１の較正電圧だけ逓倍する。エンコ
ーダ２３はチャンネル２をレベル２のアナログ電圧で逓
倍する。以下同様である。チャンネルエンコーダからの
出力は、和回路４１で、各ビット期間で合算される。１
チヤンネルのみがＯでない出力を与えていると期待され
るので、各ビット位置に対する和回路４１の出力は、そ
の伝送チャンネルに対応するＯかまたは数（レベル）と
なる。

和回路４１の出力は、送信システムを経て送られる。こ
の送信システムは振巾符号信号を周波数あるいは位相変
調に変換するかあるいは周波数リンクへ変調する変調器
を含んでいる。本実施例はＰＡＭ信号を許容するシステ
ムなら全ての送信システムへ利用できる。

受信側では、復調された振巾符号化信号はデマルチプレ
クサ２中のデコーダ４３によって復号化される。デコー
ダ４３は、　ＰＡＭ信号を並列２進符号に変換するよう
に較正されている。これは、各ビット期間中に発生する
振“巾を標準電圧と比較することによって行われる。電
圧が特定の正しい範囲内にあるとき、その電圧に対する
比較器が“１″ビツトを発生する。例えば、もし振巾２
が受信されるなら、比較器はその数が１−捧よシ大きい
なら、“１”ビットを出力し、もし電圧が２−捧よシ大
きいなら、そのビットはＯに変る。こうして。

比較器はチャンネル２に対して、もしレベル２の値に近
接した値が受信されたならその場合のみ。

”１”ビットを発生する。そのようなデコーダはＰＡＭ
システムにおいて良く知られており（前述の米国特許参
照）、従って、詳細な説明は省略する。

デコーダ４３の出力は伝送された正しいチャンネル数を
示す複数の２進ビツトを含んでおり、これらのビットは
各チャンネルに対して別の位置を有する出力レジスタ（
図示せず）中に置かれる。このレジスタは、ビット位置
送信速度よシ速いサンプリング／４’ルスで駆動される
。このレジスタの各位置は、別々のＰＣＭデコーダ１４
，２４．３４に接続されている。これらのデコーダは、
符号化信号に変換し、これによシミ詰機１０，２０．３
０の受話器を駆動する。

以下余日 上記の実施例は、唯一つのチャンネルが０でない出力を
発生することを仮定している。まれでは２図に示される
実施例が大きな誤り耐性を得るために使用され得る。

第■表は、大きな誤シ耐性を得るために利用する符号化
を示しており、この符号化法は第２図に示されたシステ
ムによって実行される。第２図において、チャンネルエ
ンコーダ１５．２５おヨヒ３５は第１図のエンコーダ１
３．２３および３３の代シである。エンコーダ１５．２
５および３５は、標準ＰＣＭ゛符号をビット近似符号へ
変換する作用のみを行い、そのコードをチャンネル指示
振巾電圧で逓倍する働きはない。和回路４１は送信エン
コーダ５０によって置き代えられる。

送信エンコーダ５は各チャンネルエンコーダレジスタビ
ットに作用し、チャンネル“１”ビットの現われるビッ
トク定める。このエンコーダは、むしろ、第■表に従っ
た適当な符号を発生する。エンコーダ５０のコード発生
器は１種々の方法で実行される。例えば、読出し専用メ
モＩＪ　（ＲＯＭ）が参照表として使用され２種々のチ
ャンネル中に“１”ビットが存在したとき適当な符号を
発生する。正しいＰＡＭレベルが９発生した符号に応じ
て創られ。

前述の米国特許の方法で行なわれる。即ち電圧レベルが
、出力符号中の各“１″ピツトに作用する標準電圧から
供給されている分圧器によって創られる。エンコーダ５
０の動作は、当業者には明らかであるので、詳細な説明
は省略される。送信デコーダ５１は、送信されたＰＡＭ
信号を、適当なＰＡＭデコーダとＲＯＭを使用して復号
される。エンコーダ１１．２１および３１とデコーダ１
４．２４および３４は、上述したと同様の方法で動作す
る。

上記の実施例は、前述の米国特許に示されるような公知
のマルチプレクサよシ優れたシステム効率を実現する。

正および負の符号化法を用いることによって、更に大き
な効率が達成される。

正および負の符号化法の目的は、共通の伝送帯域で二つ
のエンコーダからの組合せ送信を可能とするとともに、
各エンコーダからの信号を別々に取り出し得るようにす
ることである。第３Ａ図を参照して、エンコーダ９０は
ＰＣＭエンコーダ１１゜２１および３１によって発生さ
れるようなＰＣＭ信号を受けて、上述した方法に従って
ＰＡＭ信号を発生する。けれども、エンコーダ９０から
のＰＡＭ出力は一般に正方向信号によって伝送される。

エンコーダ９１はまたＰＣＭ信号を受けて本発明に従っ
てＰＡＭ信号を発生する。けれども、エンコーダ９１か
らのＰＡＭ出力は一般に負の方向の信号によって伝送さ
れる。

エンコーダ９０からのＰＡＭ出力はゲート９３へ加えら
れる。ｆｆ−ト９３は、・ヤルス発生器９６によって選
択的に動作され、　ＰＡＭビ、トメ間の最初の半分をサ
ンプリングする。ゲート９３の出力は和回路９４へ供給
される。同時にエンコーダ９１からのＰＡＭ出力はゲー
ト９２に加えられる。ゲート９２はパルス発生器９６に
よって選択的に動作されＰＡＭビット期間の後ろ半分を
サンプリングする。ゲート９２の出力も和回路へ供給さ
れる。エンコーダ９１からの負性ノクルスは正よシもむ
しろ負の標準電圧を使用することによって発生される。

第３Ｃ図は、和回路９４の典型的な出力波形を示してい
る。ビット期間は、エンコーダ（Ａ）　９０あるいは（
Ｂ）　９１のノ母ルス巾の２倍である。エンコーダ９０
からのノヤルスは常に正で、エンコーダ９１カラのｉ４
ルスは常に負である。フィルタ９５は。

半ビツト期間・母ルスを２第３Ｄ図の上図に示すように
、全ビット期間を占める半サイクル正弦波に変換する。

実際の出力は、第３Ｄ図の下図に示すように、これらの
ノ４ルスの和である。この図から明かなように、エンコ
ーダ９０のパルスの真の値は、ビット期間ＴＢに等しい
一定期間離れて生じ。

しかも正である。一方、エンコーダ９１の真の振巾は＋
　ＴＢ期間ごとに生じ、しかも負である。そして、これ
らの期間はエンコーダ９０のパルスからＴＢ／２だけ離
れている。したがって、２倍のチャンネルが収容されて
も、帯域の増加はなかった。

第３Ｂ図は、好ましいデコーダを示している。

サンプリングパルス発生器９８は入力パルス速度（ビッ
ト速度）に同期されている。９８からのパルスを使用し
て、極性′判別器９７は、デコーダ囚９９の期間とデコ
ーダＱ３）１００の期間で入力信号をサンプリングする
。デコーダ９９の期間がサンプリングされるとき、極性
判別器９７は、正信号がデコーダ９９へ送られるのを許
す。デコーダ９９は、これらのノクルスを多チヤンネル
ＰＣＭ信号出力に変換する。エンコーダ（Ｂ）　９９の
期間よシＴＢ／２だけ遅れたエンコーダ（Ｂ）１００の
期間で。

サンプリングパルス発生器９８は入力信号をサンプリン
グし、真の負ノ４ルス値を抽出し、これはデコーダ１０
０へ送られる。デコーダ１００は、その信号をＰＣＭ信
号に変換し、それはまた音声信号に変換される。

再び、連続フレームＤＭＩＣに戻って９本発明のこの実
施例では、第４図に示されるように、１組のる。けれど
も、伝送されるチャンネル数は、前述したとおり、必要
とするチャンネルフレームヨシはるかに急速に増加する
。第４図は、３フレームで構成されるチャンネル組】を
示しており、これは実際には、約１３のアナログチャン
ネルを伝送スル。各フレームＦは、８ビット期間で、フ
レームＦｌはチャンネル語の最初の３進符号成分を伝送
し、Ｆ２は第２成分を＋Ｆ３は第３成分を伝送する。

約１４チヤンネルの第２のチャンネル組は、チャンネル
組２で送信され、これは次の３つの連続チャンネルフレ
ームからなっており、各フレームは、８ビット位置から
なっている。通常６つの音声チャンネルはこの期間に送
信される。この発明では、２６が伝送される。Ｔ−１フ
オーマツトのフレームノぐルスは、Ｔ−１フレームの１
９３番目のビットとして送信される。

第５図のダイアダラムは、　ＤＭＩＣに必要な装置以上
に５ＦＤｕＩＣを実行するに必要な追加の装置を示して
いる。１および２は、第１゛図で示したマルチプレクサ
とデマルテルクサであシ、各ブロックは第１図に関して
説明したと同様の動作を遂行する。

即ち、電話機のようなアナログチャンネル源からの信号
は、　ＰＣＭエンコーダ１１で一連のパルスに符号化さ
れ、１３で、特性振巾をもつ各チャンネル・母ルスを与
えられ、全チャンネルからのチャンネルｉ９ルスががピ
ット毎に、和回路４１で合算される。チャンネル符号語
は、互にずれて同期をとられている。

和回路４１の出力は、チャンネルを表わすアナログ電圧
で、そこからピットノＪ？ルスが出る。この電圧はアナ
ログ３進コンバータ２０１に移される。

コンバータ２０１は、この電圧を並列３進符号に変換す
る。他の符号でも良いが、３連符号は。

Ｔ−１負話搬送によって伝送されるので、好ましい。３
連符号は、直接作られても良いし、あるいハｅ　’Ｊ　
ｆ　ｔ　Ａ　−Ｄコンバータでアナログ信号を二進並列
符号に変換し、続いて参照表を用いて二進を二進に変換
するような２段構成で作られも良い。

こうして得られた出力ビットは、　）ｒ−−）　２０・
２〜２０４を通してシフトレジスタで構成される遅延回
路２０５〜２０７に供給され、そこで異なった遅延を与
えられる。その遅延は、遅延回路２０５では０ピツ）、
２０６では８ピツ）、２０７では１６ビツト期間である
。Ｔ−１フオーマツトの使用に対しては、遅延は、各３
進ビット位置（即ちチャンネルフレームＦｎ　）に対し
て８ビツトだけ増加される。けれども、一般には、その
遅延の差分は８から変えても良いが１９２に分割して整
数を得られる必要がある。遅延数は、標本符号語のビッ
ト長に対応する。

遅延回路２０５〜２０７は、２０１の出力である３連符
号を通過させ得るシフトレジスタである。

例えば、遅延回路２０５は、正ノ４ルスおよび負パルス
に対して別々の２進レジスタでなシ、３連符号で出力す
る。負のパルスは１負”の２進レノスタを１１”ビット
進める。２進レジスタの出力は、送信のために、負性パ
ルスに変換される。正・やルスは正の２進レジスタを“
１″ビツト進める。その出力は正ｔ”ｅルスのままであ
る。全ての遅延回路の出力は、２０８で組み合わされ１
時系列３進信号を作る。この信号は１時分割マルチ゛ゾ
レクサにおいて同じ時系列をもって時多重され、伝送シ
ステム４２を通して送信される。１９３番目のピットカ
マルチゾレクサ２０９において、フレーム同期のために
付加される。同期は、マルチプレクサ１における符号化
ユニットのずれをもった同期を制御する同期発生器４０
の信号で整合される。

伝送システム４２（これはＴ−］装置であシ得る）から
の信号は２時分割デマルチブレフサ２１０で受信される
。このデマルチブレフサ２１０は。

一連の１９３番目のピット・母ルスを判別する同期回復
ユニット２１６によって取シ出された信号でフレーム同
期をとられる。チャンネル１の引き続くフレームはデイ
ストリビユータ２１１へ与エラれ、ディストリビュータ
２１１は第１のフレーム系列Ｆ１を最も景い遅延（この
場合１６ピツト期間）を与える遅延回路２１２へ供給す
る。第２の系列Ｆ２は、８ビツト遅延を与える遅延回路
２１３へ供給され＋Ｆ３は遅延Ｏの遅延回路２１４に供
給される。これらの信号は、３進アナログコンバータ２
１５へ並列に加えられ、そこで各ピット期間に対して、
和回路４１の出力振巾に等価のアナログ信号が得られる
。

デマルチブレフサ２のデコーダ４３は、コンバータ２１
５の出力信号を、前述の和回路４１からの出力を発生さ
せたそのチャンネルのみに“１＃出力を伝送する。同時
に“１＃を受信する１つ以上のチャンネルがあっても良
い。“１”を送信するチャンネルは、コンバータ２１５
の出力振巾を種々の比較回路で種々の電圧と比較するこ
とによって決定される。これは現在の技術で良く知られ
ている。

“１″および“０″出力は、各チャンネルデコーダ１４
．２４．３４等で、会話、データの標本あるいはマルチ
プレクサ１のチャンネル信号入力に対応する他の出力に
復号する。

前述したように、もし１つ以上のチャンネルが与えられ
たピット期間に“１″ビツトを与えるなら。

和回路４１出力は、それぞれのチャンネル振巾コードを
付された数チャンネル出力の振巾の和でなければならな
い。デコーダ４３が誤りなく多ビツト発生を復号し得る
ためには、チャンネル表示振巾を選択することが必要な
だけである。その和はそれぞれのチャンネルを表示する
ために使用される振巾に関して明瞭な数となる。この方
法は、２゜３あるいはそれより多いチャンネルピットが
同時に発生する場合にも適用できる。けれども２つ以上
のチャンネルピットの発生が無視できる場合には、振巾
の数は更に少なくて良い。これは一般には低ビツト確率
の場合であり、それは低利用係数から得られる。そのと
き、充分な符号振巾が、全信号チャシネル“１＃の場合
と２チャンネルピット発生の全ての組合せに対して許さ
れる。２チヤンネルのそのような組合せの全てでない場
合には。

符号化を充分保証でき、それによって必要な符号振巾（
即ち数）が更に減少する。

多チャンネルが符号化されるとき、デコーダ４３は、そ
れに１ビピツトを供給する２つ以上のチャンネルを指定
するレベルを判定する。この場合、デコーダ４３は、″
″ビ信号２つ以上のチャンネルに同時に供給する。この
全体が第６図に示されており、そこでは、別々のレベル
９出力は。

“１”信号を２つのチャンネル１と８へ供給するロチヤ
ンネル２振巾デコーダ３４は、デコーダ４３のレベル１
が出力されるとき“１＃を受信する。オア回路４３Ｂは
、これらの事象のいずれかが発生するとき、チャンネル
デコーダ３４へ１ｍを与える。同様に、オア回路４３Ａ
はレベル８あるいは９のいずれかにチャンネル８の振巾
デコーダに“１”を受信させることを許し、これに゛よ
って、２出力チヤンネルの要求された同時動作を行う。

残りのチャンネルは、もちろん、同時の方法で扱われる
。全ての点で、デマルチプレクサ２は、前述したと同じ
方法で動作する。

第５図の実施例において、送信符号化は、（１）予め定
められた振巾を有するチャンネルピットを表示すること
、（２）表示されたピットを合算すること。

（３）アナログ３進変換によって達成される。デコーデ
ィングは、（１）入力電圧を標準電圧と比較すること、
（２）別々の出力を与えること、（３）これらの出力を
１つ以上のチャンネルデコーダへビットを与えるために
使用することによって達成される。デコーダ〈多出力は
、第６図に示されるオアｆ−トによって処理される。

第７図において、アンドおよびオアの論理回路構成は、
送信チャンネル符号化および復号化のために使用される
。ｎ搬送音声信号を通しての符号器１１〜５１への入力
信号は前述の通りである。

その符号器は、音声周波信号をディジタル信号へ変換し
、エンコーダ出力は１．５４４　ＭＢｓ　（Ｔ　−１搬
送波伝送速度）でサンプリングされる。エンコーダから
の二進出力信号は、アンドマトリックス１０１へ加えら
れ、各符号化出力は別々の入力ラインへ供給される。各
出力ライン１０３および１０４と各入力ラインとの交叉
点１０１および１０２において、アンドダートは、ライ
ン１０３および１０４への出力がシまれるとき、接続さ
れる。例えば、もし１０３への出力が望）れるとき。

もしそして出力”１＃ノやルスがチャンネル１に現れる
ときのみ、アンドダート１０１がライン１０３とチャン
ネル１の入力との交叉部で接続される。

もし出力がチャンネル１と２からの信号があるときのみ
望まれるなら、チャンネル１および２から信号に応答す
るアンドダート１０２が接続される。

一般に、１０３あるいは１０４のような垂直出力ライン
は、同時にパルスが期待されるような各チャンネルある
いはチャンネルの組合せに対して要求される。そのよう
な同時の発生の確率の分析は、２つのチャンネルの組合
せだけは１０１からライン出力要求することを示してお
り、２チヤンネルの組合せが全て出力を要求することは
それほどない。もちろん全ての単一チャンネルは出力を
有している。

アンドマトリックス１０】の出力信号ハ、オアマトリッ
クス１０５へ加えられる。ダイオードがアンド妥トリッ
クス】０１からの入力ラインとオアマトリックス１０５
の水平出力ラインとの例えば１０６のような交点に接続
さｉている。水平ラインは、必要な伝送符号位置だけ設
けられる。二進符号１，０．−１がＴ−１ラインを通し
た伝送のだめに用いられる。他の符号方式も論理回路を
適当に調整することによって用いられる。１０６でのダ
イオードは、垂直ライン上にあるパルスを水平ラインへ
伝達する。図示されてはいないが、もちろん１つ以上の
水平ラインが単一の垂直ラインに接続されている。従っ
て、それぞれの垂直ライン上に単一・ぐルスが現われる
とき。

並列符号が作られる。その符号の各々は各垂直ラインに
対して明瞭である。この２進符号は、その・やルスのい
くつかを負の・ぐルスに変換することによって３進符号
に容易に変換される。その最も簡単な方法は、各フレー
ム符号位置に対して２つの水平ラインを設けることであ
る。即ち、その一つは正／４’ルス用であシ、他方は負
パルス用である。

垂直ラインは、必要な符号・ぐルス極性にダイオードで
接続される。

オアマトリックス１０５の出カッ４ルスは遅延シフトレ
ジスタ１０７〜１１０へ加えられる。これらレジスタ間
の遅延差は１チャンネル語（即ちフレーム）である。即
ち、もし１チャンネル語（アナログ標本当シのピット列
）が８ピツトであるなら、シフトレジスタ１０９は、シ
フトレジスタ１１０より８ビツト長（，１０８は１０９
！、９８ビット長くなっている。以下同様である。従っ
て。

桁位置Ｆ２はＦｌに関して８ビツト遅れて、それぞれの
ゲート１１５と１１４へ加えられる。ゲート１１４と１
１５は、順次に開きフレームＦｌからのビットが、まず
ゲート１１４を通過し＋　Ｆ　１ビツトの全てがｆ−ト
１１４を通過した後フレームＦ２からのビットがｒ−４
１１５を通過する。

同様に＋Ｆ３　ビットとＦｎビットがダート１１６と１
１７を通過する。デート１１４〜１１７からの出力ビッ
トは、Ｔ−１搬送システム、他の広帯塚ケーブルあるい
は無線のような伝送システム１１８を通して伝送される
。“１”、“０”および“−１”パルスを伝送するのに
、Ｔ−１システムが特に適している。シフトレジスタ１
０７〜１１０はもちろん、二進符号の＋１・および−１
パルスの両方を通すように構成され、ねばならない。オ
アマトリックス１０５の正パルス水平ラインは正シフト
レジスタ１０７〜１１０に接続されてお５，１０５の負
）４ルス水平ラインは、負２進シフトレジスタに接続さ
れている。負シフトレソスタの出方は前述したように反
転される。

デマルチプレクサの受信端にはｆ−１−１１９〜】２３
があシ、引続く語をシフトレジスタ１２４〜１２７へ供
給する。これらのシフトレジスタは元の並列符号をアン
ドマトリックス１２８に同時に入力するように再整列さ
せる。正負号伝送および抽出回路は示されていないが１
語フレームの始めを指定するもので、２４の８ビツト期
間の伝送後に１９３番目のビットを挿入するこりがＴ−
１チヤンネルにおいて通常である。この方法は１本シス
テムにおいても使用される。アンドマトリックス１２８
は、特定の／ＩＰルスあるいはパルスの組合せが垂直ラ
イン（例えば１３ｏ）に接続されているアンド回路で受
信されたとき、その垂直ラインへ単一パルスを供給する
。従って、アンドマトリックス１２８の出力（垂直ライ
ン）の数は、ｎ桁３連符号（ピッ）ＦＢからＦｎで構成
される）で与えられる符号組合せの数となる。

アンドマトリックス１２８の出力１３０はオアマトリッ
クス１３１に入力される。一つのノやルスが例えば１３
０のような与えられたラインに現れると、接続されたダ
イオード１３２がそのノやルスを１つ以上の゛チャンネ
ル”ラインへ伝送する。

コレラのパルスは、ビット期間中にチャンネルエンコー
ダ１１〜５１から発する・やルスに対応し。

チャンネルデコーダ１４〜５４へ供給される。これらの
デコーダは８ビツト語（８ビツトは、ここでの例である
。）アナログ量に変換する。従ってｎ個のアナログ出力
チャンネルがある。もちろん。

した。チャンネル中の正お、よび負の符号信号に対して
別々の構成を用いることは、それがチャンネル間の競合
の可能性を４の倍数だけ減少するので。

好ましい。伝送システムを除いた各部で遂行される全て
の機能は伝送速度よりはるかに速い適当にプログラムさ
れたディジタルプロセッサで遂行すれ得る。

Ｓ　ＦＤＭＩ　Ｃの主な特徴は、アナログチャンネル容
量が３進伝送の場合３Ｆｎで増加し一方伝送チヤンネル
はＦｎに従って増加することであシ、従って帯域利用率
は３　　／’Ｆｎとして増加する。もし、上述のアンド
およびオアマトリ、クスが全単一および多チャンネル・
やルス発生（即ち全・ぐルス競合）を扱うように構成さ
れているなら、この改善は、誤シなしに実現され得る。

けれども、上述した低利用率および符号化されたビット
の多くが稀であることからして、単一のチャンネルおよ
びチャンネルパルス対のみが通常責任をもたされる必要
がある。これによりマトリ、ジス中で必要とする論理回
路が減少する。更に、多・ぐルス（例えば対）を伝送し
ないことは一つの伝送エラーであるので、最もしばしば
現れるビット位置の対のみが準備されれば良い。相当数
の伝送ニジが音声の情報の損失なく許容され得、またデ
ータに対するこれらのエラーも経済的にかつ容易に公知
の符号化法で修正され得る。

本発明の他や態様は、第８図に示した管理者用会議電話
装置である。そこで゛は〜大の管理者が遠隔地の多数の
人と会議を行なうことができる。第８図を参照して、端
末６０はライン６３上に音声信号を送信し、ライン６４
上に音声信号を受信する管理者用入力装置である。ライ
ン６５と６６は他の個人囚に対する音声入力および出力
を表わし。

会議に加わる他の人々Ｂ、Ｃについても同様になってい
る。

会議用ポ、クス６２の機能は、管理者が他の個人と連絡
することを許し、また会議開始後９話者の話を聴手に伝
達することである。この目的のために、会議用がックス
６２への全てのオーディオ入力はディノタル（ＰＣＭ）
符号に変換される。各話手の各ＰＣＭ語は１次のフォー
マットに従って、異なる重みをつけられる。

以下余白 第ｘ■表 上述したように、この実施例の目的は、どのあるいはい
くつかの端末からの入力を入力側を除く全ての他の端末
で聞き得るための手段を提供することである。これは、
もし重みをつけたビットが合計されその合計が６３（入
力が６の場合）から引き算されることによって達成され
る。各端末への出力は次表のとおシ゛となる〇 以下余白 第Ｘ■表 第Ｘ■表は、同時に複数の端末で話していても。

どの端末でも自分以外の他の全ての会話を聞き得る方法
を示している。この方法を採用した場合。

全ての端末で話しがとぎれているとき１次のような結果
となる。

（１）　　　　（２）　　　　（３）　　　　Ｃ４）話
　者　　合　計　６３恰計　出力符号な　　し　　　　
　　０　　　　　６３　　　１１１１１１この結果、全
てのラインが使用されていないとき、全ての聴手に好ま
しくない出力が与えられることになる。この出力は、全
ての出力ラインに同時に１＃があることを単純なアンド
回路で検出することによって、容易に抑圧され得る。こ
の会議用装置を以下第９図を参照して詳細に説明する。

エンコーダ７９は第ＸＩに従って、各ＰＣＭ信号に重み
をつける。そのような重みをつけるだめの構成は１本発
明の他の態様や前述の米国特許において既に述べられた
。全ての話者からの重みづけされた信号は和回路８０で
合算され、その和は誤差増巾器８１で６３（入力が６の
場合）から引き算される。管理者端末からデコーダ７４
を経て入力がないとき、その差信号はデコーダ８３へ加
えられる。

デコーダ８３は、第Ｘ■表の第４列に従って出力符号を
発生する。各差信号は全ての聴手と全て゛の話者を接続
するために別々の出力符号をとる。必要な符号を発生す
るために、デコーダ８３は２連符号を発生するためのＰ
ＡＭデコーダとその復号化されたＰＡＭ　２連符号に従
って特定の出力符号を発生するＲＯＭとを有する。その
ような回路は良く知られておシ、また既に説明した。出
力符号は後継のアンドｆ−４８４，８５等に加えられる
。各話手に対して一つのアンドが対応する。ナントゲー
ト８９の出力は通常高レベル（論理”］”）にあるとす
ると、出力符号はアンドゲートを選択的に開き、各聞手
側会議者の“音声”入力ＰＣＭデコーダを各話者側の音
声部分に接続する。こうして全ての話者が他の全ての話
していない会議者によって聴取される。

ナントゲート８９は全ての会議者が沈黙してラインが使
われてないとき、好ましくない出力を抑圧するためのも
のである。ナントゲート８９への入力は、デコーダ８３
の全出力である。もし、一つのラインでも使用されてい
るときには、ナンドｆ−）　８９への入力は低（論理“
０＃）レベルであるので、ナントゲート８９の出力は高
レベルで。

アンドグー）８４．８５等が開く。逆に、もし全てのラ
インが不使用時は、ナントゲート８９の全ての入力は高
レベルであるので、その出方は低レベルとなシ、アンド
ダート８４．８５等は閉じられ、従って、全ての端末へ
の好ましくない出方が抑圧される。

管理者端末７０は、そのエンコーダを通して会議用装置
にアクセスする機能を有する。これにょシ管理者は会議
を開始させることができる。管理者端末で選°択キー７
１を操作すると、ラインセレクタ７３は選択された加入
者を選択し、エンコーダ７４で重みをっけ、その重みづ
けされた信号を和回路８２を通してデコーダ８３へ加え
る。デコーダ８３はエンコーダ７４から受信した語を復
合し、管理者端末を選択された加入者へ、既に述べた方
法で接続する。

ＳＦＤＭＩＣ符号化法は、良好なＳ／Ｎ比を得るために
電力を増加するよ、うなことはない。必要なＳ／Ｎ比は
、三レベル符号によって必要とされる値によって（ビッ
ト当シ）決まシ、送信チャンネル数には無関係である。

一致による誤りの発生は、正負チャンネル・母ルスを別
々に送信することによって減少されている。これは後記
するアぜンディックスＡの項で説明される。またアペン
ディックスＢの項で、圧縮チャンネル符号化を用いたＳ
ＦｂＭＩＣの誤シ特性について詳述する。

本発明の他の態様によれば、アナログ信号のための正負
エンコーダを用いることが有利である。

特に、音声アナログ信号は交番電流であシ、正および負
の等しい値を有する。ある短期間においては、振巾につ
いては、対称確率密度関数があてはまる。電話ラインを
通して動作するように設計されたデータモデムは、また
同様の特性を有する。

一つのチャンネルエンコーダは、正１７）エンコーダと
負のエンコーダによって置き代えられても良い。

それぞれは、入力信号の正の値および負の値のみを分担
する。その構成は第１０図に示す。別々の符号化および
復号化を除けば、　ＳＦＤＭＩＣは、第７図と同様に動
作する。

正と負を別々に符号化することによって、正あるいは負
の信号は信号ＰＤＦの半分のみを有するので競合するピ
ットの確率が半分になり、ビット競合の確率が減少する
。加えて、正エンコーダによって符号化されるチャンネ
ルの数はチャンネル数ノ半分であシ、同様に負エンコー
ダによって符号化されるチャンネル数も半分である。

この方法によれば、誤りの確率も減少する。２つのパル
スが同時（即ち対パルス）となる確率の場合、その確率
は正負号を別々に符号化しない場合に対して、１６０倍
数だけ減少する。即ち。

である。

更に、この方法では、正負号ピットを送信するンネルエ
ンコーダと伝送符号化容量を増加することによって実現
される。

この方法を含む本発明の実施例は第１０図に示されてい
る。エンコーダ１１．２１．３１はこれらが正信号のみ
をサンプリングすることを除いて。

る。エンコーダ１１は２７すなわち１２８の正振巾標本
の符号を与える７つのピットエンコーダである。そして
、エンコーダＩＩＡは１２８の負サンプルレベル（即ち
振巾のかたまり）を与える７ビツトを符号化する符号器
である。エンコーダ１１およびＩＩＡは第１図に示され
るような電話機にあるいは音声周波ライン上のデータに
直接接続されている同じチャンネル２０に接続されてい
る。

アンドマトリックス３０１は、正エンコーダ１１゜２１
および３ｊからの入力を受信する場合のみを除いて第７
図のアンドマトリックス１０１と同じ機能を遂行する。

アンドマトリックス３０２は。

負エンコーダＩＩＡ、２１Ａおよび３１Ａ等からの入力
のみを受信することを除いて機能的に３０１と同様であ
る。このような別々のマトリックス３０１と３０２ｄ、
伝送エンコーダ３ｏ３へ別々の出力を与える。エンコー
ダ３０３は、第７図のマトリックス】０５と機能的に同
一なオアマトリックスｔ−備、ｔており、また、シフト
レジスタ１０７〜１１０およびｒ−ト１１７〜１“１４
と同一の働きと構成のシフトレジスタとｆ−）を有し、
適当な時系列出力をオアマトリックスの出力がら送信シ
スｆ　Ａ　Ｉ　１７へ出力する。送信エンコーダ３０３
は、チャンネルユニツ）１０から正信号を符号化し、こ
れと別に同じチャンネルからの負信号を符号化し、一方
第７図の送信はそうなっていない。

る。

３進デコーダ３０４は、第７図における？−）１１９〜
Ｊ２３．シフトレジスタ１２３〜】２７およびアンドマ
トリックス１２８と同様の働きをなし、異なる伝送符号
の各々に対して別々の出力を発生する。別々の出力がオ
アマトリックス３０５および３０６に与えられる。３０
５へ与えられる出力は正エンコーダ１１．２１および３
１等で出力されるものであり、３０６への信号は負デコ
ーダ１１Ａ、２１Ａ、３１Ａ等で作られるものである。

３０５の出力は、デコーダ１４，２４．３４等に供給さ
れ、それらはチャンネルの対応するものを強めるための
受信器（出力チャンネルは入力チャンネルと同じに番号
を付される）で、チャンネル１０．２０．３０等へ出力
アナログ信号を与える。けれどもそれらは位置的に異な
り、送信側マルチブレフサにおけるものとは異なる電話
およびモデムを供給する。

同様に、３０６の出力は負デコーダ１４Ａ。

２４Ａ　、３４Ａ等に接続され、これらのデコーダは負
出力アナログ信号を出力チャンネルに供給する。デコー
ダ１４と１４Ａは、出力チャンネルが正しい正および負
の出力アナログ信号を与えるようにされるのデコーダが
追加されるように、同じ出力チャンネルに接続される。

デコーダ２４と２４Ａは、同様にチャンネル２ｏへ接続
され、エンコーダ３４と３４Ａとはチャンネル３ｏへ接
続される。以下同様である。

ＳＦＤＭＩＣにおける゛チャンネル符号化は、第■表と
は別の方法でなされても良い。ＳＦＤＭＩＣはまず対数
法則を信号へ適用する圧縮エンコーダを採用できる。こ
の符号化は広範囲の標本振巾を最少のピット位置で符号
化するために行なわれる。この符号化によれば、標本語
あたり１つより多い“１＃ピツトが得られる。それ゛故
、この符号化法を使用したＳＦＤＭＩＣ動作の試験によ
れば、　ＳＦＤＭＩＣ実行の最悪ケースを観察できる。

音声の圧縮符号化の普通の方法は、ｆｃに述べたように
正お・よび負の振巾範囲を８セグメント（全部で１６セ
グメント）に分割する。これ・らのセグメントは最も低
い値のセグメントから次に高い値のセグメントへ、大き
さで２倍になっている。これらセグメントの各々は８つ
の等しい部分に量子化される。その結果量子化区間は各
セグメントとともに倍になる。従って、各セグメントは
３ピット符号で表わされ側部分も３ビツトで表わされる
。

それ゛故得られる符号は次表のとおりである。

第ｘ■表 ＋または一七ｌント　　　符　号 ０　　　　　　　　０００ａｂｃ １　　　　　　　　００１ａｂｃ ２　　　　　　　　０１０ａｂｃ ３　　　　　　　　０１１ａｂｅ Ｃ１００ａｂｅ ５　　　　　　　　１０１ａｂｅ ６　　　　　　　　１１０ａｂｃ ７　　　　　　　１１１　ａｂｅ ａ＋ｂ＋ｃ＝ｏまたは１ 正負号は、アペンディックスＡの方法を用もるとき必要
ない。音声の振巾がセグメントのどれかにある確率は第
ｎ表で与えられる。あるいは利用係数を考慮すると、第
■表で与えられる。この確率から、１ビツトの確率ＰＲ
は次のとおりに与えられる。

ａ、ｂ、Ｃビットの確率は、最悪ケースの場合でも＋　
０．５　ＰＩ！ＩＬである。ここでＩ　ＰＳＬはＬ番目
のセグメントの現れる確率である。０．５の理由は。

セグメント副部分指定のＬＳＢは常に確率面積の半分を
量子化しておシ、それ故その面積の半分でなければなら
ないということである。その面積の形状は高レベルピッ
トの確率を小さくしている。従りてｒ　０．５　Ｐ８Ｌ
はａ、ｂあるいはＣピットのいずれについても最悪ケー
スである。それ故ａ、ｂ。

Ｃピットの確率は次表のとおりである。

第Ｘ■表 ａ４　、　ｂ４　ｐ　ｅ４　　　０．０００４５”５　
＋ｂＳ　ｔｅｌ！　　　無視 ８ｇ　、ｂ６　＋５６　　　無視 ’７　ｐｂ７　＋ｅ７　　　無視 最後の４つのレベルは、実用上から無視された。

符号群ａｂｅは、０００から１１１迄の＠ｏ”と＠１＃
の８組である。これら符号の各々は、はぼ当確率になる
。これら８つの符号中には、＠１”が１２存在する。即
ち、１符号当り”１″のある確率ハ１２／８　＝　１．
５である。１符号あたシ３ビット位置があるので、ある
ビット位蓋に“１”のある確率は１．５／３　＝　０．
５である。それ故そのピットの確率ＰＩはこれらの符号
に使用されるとき上の表に示される単１ピ□ットの存在
の確率の０．５倍である。即ち次の表のとおシとなる。

第潤表 ピット符号　　　“Ｉ”のＦｉｌ ａ６　ｂｏ　ｅ６　　　０．００４８ ａ１ｂｔ　ｅｌ　　　Ｏ，００３０ ａ２　ｂ、ｅ２　　’　　０．００２９ａ３　ｂ３　、
ｅｌ　　　　ｏ、ｏｏ　１５ａ４　ｂ４　ｅ４　　　無
視 ａ５ｂ５’ｅ５　　　無視 ａ６　ｂ６５６　　　無視 ａ７　ｂ７　ｅ７　　　無視 以下余白 レベルセグメント指標における“１”ビットの頻度が主
な関心事である。最小の”１＃を有する符号が最も頻繁
なレベルとして使用される。

これらのセグメント指標ビット位買における１１”の確
率は、その指標符号のいずれかの位置に“１″のある確
率をそのセグメントの確率倍したものである。それ故、
ある指標位置中のビットの確率ＰＢＤは次表のとおシで
ある。

第ｘｖ■表 セグメント　　　　　　　　　　　　１″の確率≠ＰＢ
Ｄ０００　　０．０１９５Ｘ０　　　　　　　０００１
　　０．０１１９Ｘ１／３　　　　　０．００３０１０
　　０．０１１７Ｘ１／３　　　　　０．００３１００
　　０．００５９Ｘ１／３　　　　　０．００２０１１
　　０．０Ｏ０９Ｘ２／３　　　　　０．０００４１０
１　０．００００１７Ｘ２／３　　無視１１０　　　無
　　視　　　　　　無　視１１１　　　無　　視　　　
　　　無　視以下余Ｂ 第４釡目と５番目のセグメント符号指標は、頻度の高い
符号中の”１”の数を減少するために互に交換される。

入力チャンネルはずらされて同期をとられておシ、その
結果指標符号のどれかの位置の“１＃がどれかの伝送位
置に現れるが、その確率は３ビット位置にわたって平均
化される。このことは、この確率が例えば、セグメント
Ｏ】０について１／３であることの理由である。

ずれをもって同期させることによって、伝送ビット位置
が異なるチャンネルビット位置の組合せを含むことにな
る（第■表参照）。全てのチャンネルが動作中の時でさ
え、ただ少数のチャンネルのみが“１”を与えるだけで
ある。平均ビット確率は第１１図に示されるような典型
的な場合を考慮して計算される。ここでは、８チヤンネ
ルの各々が、各チャンネル中の異なるセグメントの話者
をもって動作している。もし、多数のチャンネルが動作
していれば、同じパターンが繰シ返される。

時間軸上でのチャンネルビットの発生は第１１図の上図
に示されており、対応するビット確率を下図に示す。６
ビツト長中ビツトの確率が０１００４ように高い場合は
４８のうちわずかに３つの場合であることがわかる。半
分以上の場合において“１”のビット確率は０である。

第１１図中の各列の確率を平均すると、平均確率はＯ，
ＯＯ１から０．００１５の間にある。この平均確率は、
全ての接続チャンネルからの“１”ビットの確率の期待
値と考えられる。接続されるチャンネルは振巾レベルセ
グメント中に均一に分布されるので、この平均確率は話
声の強さの相当な範囲を考慮している。

ｊｌ悪パターンは全チャンネルが最大確率のビットを含
んでいるセグメントＯで動作している場合である。６チ
ヤンネルあるいはその倍数の場合には、ビット確率を示
すセグメントはＯで半分の時間現れるので、平均″１＃
ビット確率は０．００２である。チャンネルビット位置
ずれによって、各ビット期間中のビット確率を一様に低
くできる。

従って、得られる確率ＰＢ＋即ちある接続されたチャン
ネルの特定語符号位置における“ビビットの平均確率は
、内輪にみて。

Ｐｇ　＝　０．００２ である。

この値は、第１１図の下図の各欄に示されている。

この確率は、−組の入力チャンネル信号の数を知ってそ
の中に同時に存在する゛１″ビットの期待値を決定する
ために使用される。このピッ）　一致は誤シ率である。

けれども、もし、聴手にその一致を伝えるメツセージが
送られるなら、誤シは発生しない。二重、三重および四
重の一致の確率は次のように示される。

２　　　　（二重） Ｐｅ１＝ｎｐＰＢ ｎ（ｎ−１） ２ ｎ＝チャンネル数 ３　　　（三重） Ｐｅ２＝ｎｔＰＢ ｎ（ｎ−１）（ｎ−２） ｔ−６ Ｐ　ｅ５　　ｎ　、Ｐ　Ｂ　　　　　　（四重）設計は
、もし与えられたチャンネル誤シ率を越えないなら、最
大数のチャンネルを与えられた実行のために合成するよ
うに行なわれる。その実行は、マルチプレクサで扱われ
るチャンネルの数をＴ−１ラインで同じ時間内に扱われ
る数で割った値で判断される。第Ｘ■表は２種々のｎの
値についてのｐ　　、ｐ　　、ｐ　　を示す。

ｅｌ　　　　　ｅ２　　　　　＠５ 以下企臼 第豆表に、ア（ンディクスＡの正負別々の符号化法によ
る場合の誤シ確率をｎをＶ２に置きかえて計算したもの
を示す。

以下余白 チャンネル誤シ確率Ｐｃｅは、誤り確率Ｐ＠をチャンネ
ル数で割ったものである。許容できるＰｃｅは１０−４
のオーダである。この割合は１次のようにして達成され
る。音声チャンネルサンプリングは１秒間に８０００回
である。１０−４というチャンネルビットの誤シ率では
、これらのサンプルの１つが１００００回に１回の割合
で誤っていること０ である。即ち１秒毎に１回の割合である。けれども各サ
ンプルにつき連続する６ビツトが必要であるので、サン
プルの誤シは、　１０／８Ｘ６即ち０１２秒に１回発生
する。この割合は非常に小さく、１秒にわずかに５回で
あるので、再生フィルタを通過しない。更に、誤りビッ
トによって、最も良く見積っても、２．５秒に１回とい
うわずかな場合にしか重大な誤シを起さない。

第ＸＸ［表に、第豆表でＰｅ１について示した伝送誤シ
率に対するチャンネル誤シ率を示す。

以下余白 躯　、　！ −１−＋□−−−−轡や、　　−−−−４１ これらの割合は、二重の符号の伝送に頼ることなく、少
くとも１００チヤンネルまで成立するが。

２ｎ個の伝送符号が必要である。符号伝送を対として、
もし望まれるなら４０チヤンネル以上について伝送する
ことによって振巾の改善が行なわれる。けれども、その
場合、余分に２　ｎｐの伝送符号を用意するというバン
ド巾改善の損失が伴う。

このような場合のバンド巾改善は、第ＸＸＩ表に示され
ている。バンド巾改善は、正と負のチャンネルを別々に
伝送することを考慮して、チャンネル数の２倍を伝送す
ることを考慮している。ここで採用したセグメントに分
割した圧縮符号に対して６ビツトだけが必要であるが、
７番目のビットを考慮した。したがって、　ＢＷＩ値は
内輪の値である。

バンド巾改善は、もし通常のＰＣＭチャンネルが同じ期
間を使用しているなら、　ＳＦＤＭＩＣで搬送される入
力音声チャンネルの数を伝送システムで搬送される音声
チャンネルの数で割って得られる。

ＳＦＤＭＩＣは、（Ｔ−１用の二進符号で）チャンネル
数に対する指定ビットを搬送するに充分なチャンネルだ
けを必要とする。従って、４０チヤンネルに対して、正
および負を別に指定することを考慮すると、８０符号が
必要となる。このような数の符号は、わずかに４項の二
進符号を必要とするだけで、従って４チヤンネルが必要
なだけである・加えて、適当な振巾指定のために少ない
ビット位置が必要なだけである（正負号ビットは不用で
ある。）。これは、標準８ピツ）Ｔ−ＩＰＣＭ７−ヤン
ネルで要求されるわずかな時間を要するだけである。こ
の結果。

例えば、４０チヤンネルを３進符号で伝送する場合、　
ＳＦＤＭＩＣ語が７ピツトであると仮定すると。

バンド巾改善は。

０　８ 謂Ｉ　＝　−Ｘ−＝　１１．４３ ７ モシ、伝送チャンネルが２レベル（二進）であるなら、
４０チヤンネルの伝送のために７チャンネルが必要とさ
れる（２７＝１２８）。けれども第ＸＸＩ表によれば、
誤シ率は１０　以下であるので。

６４チヤンネルが伝達され得る。その結果８セグメント
、８副分割符号について述べて来た。この符号は６ピ、
トを要する。７ビツトではそれぞれ８量子化期間を有す
る１６セグメントが許される。同じ圧縮率を与えるその
ような符号の解析をした。セグメントの数を増加すると
、平均ＰＢは低くなり（６ピツト符号の約１／２　）　
、チャンネル数は、同じ６ピ、ト符号で同じ、チャンネ
ル誤り率について示したものよりも増加できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は９本発明の第一の実施例を示すブロックダイア
ダラム、第２図は、大きな耐誤シ率を達成するための本
発明の第二の実施例を示す図、第３Ａ図および第３Ｂ図
は１本発明の他の実施例で。 正および負の符号化技術を示すブロックダイアダラム、
第３Ｃ図および第３Ｄ図は、第３Ａ図および第３Ｂ図の
実施例における波形を示す図、第４図は一連のフレーム
ＤＭＩＣのタイミングを示す図。 第５図は、送信のためのアナログディジタル変換を利用
した引き続くフレームＤＭＩＣの一実施例を示す図、第
６図はＳＦＤＭＩＣのデコーダを示す図、第７図は、論
理回路列を利用したＳＦＤＭＩＣの他の実施例を示す図
、第８図は、役員会議用の実施例を示す図、第９図は第
８図の実施例の一部詳細を示すブロックダイアダラム、
第１０図は、別の正負信号符号化を利用したＳ　ＦＤＭ
Ｉ　Ｃの実施例を示す図、第１１図は、　ＳＦＤＭＩＣ
システムにおける典型的なビット確率を示す図である。 １・・・マルチブレフサ、２・・・デマルチプレクサ。 １０．２０．３０・・・電話料、１１．２１．３１・・
・ＰＣＭエンコーダ、４０・・・同期発生器、　１２　
、２２・・・遅延ユニッ）、１３，２３，３３・・・チ
ャンネルエンコーダ、４１・・・和回路、４３・・・デ
コーダ。 １４．２４．３４・・・ＰＣＭデコーダ、１５，２５゜
３５・・・エンコー／、５０・・・送信エン：Ｉ　　／
　ｌ　９　Ｏｒ９１・・・エンコー／、９２．９３・・
・グー）、９４・・・和回路、９５・・・フィルター、
９６・・・ノｅルｘ発生器＋９７・・・極性判別器、９
８・・・サンプ−リング・ぐルス発生器、９９，１００
・・・デコーダ、２ｏ１・・・アナログ３進コンバータ
、２０２，２０３，２０４・・・ダート、２０５，２０
６，２０７・・・遅延回路、２０８・・・組合せ回路、
２０９・・・時分割マルチプレクサ。 ２１０・・・時分割デマルチプレクサ、２１１・・・デ
ィストリビュータ、２１２，２１３．２１４・・・遅延
回路、２１５・・・３進アナログコンバータ、２１６・
・・同期回復ユニット、１ｏ１・・・アンドマトリック
ス、１０２・・・交点、１０３，１０４・・・ライン。 １０５・・・オアマトリックス、１０６・・・交点、１
０７〜１１０・・・シフトレジスタ、１１４〜１１７・
・・ゲート、１１８・・・送信システム、１１９〜１２
３・・・ダート、１２４〜１２７・・・シフトレジスタ
、１２８・・・アンドマトリックス、１２９・・・交点
、１３ｏ・・・ライン、１３１・・・オアマトリックス
、１３２・・・交点−０ 手続補正書（方式） 昭和９年２月２３日 特許庁長官　若　杉和　夫　殿 １、事件の表示　昭和５７年特許願第９５０４４号２、
発明の名称　ディジタル通信システム３、補正をする者 事件との関係　　特許出願人 住　所　　アメリカ合衆国、ニューシャーシー　０７０
９３゜ウェスト　ニューヨーク、フールヴアードイース
ト　６０４０ 氏名　　　エリオツド　エル、グルエンバーブ４、代理
人　〒１０５ ５、補正命令の日付 １）図面の浄書（内容に変更なし）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、情報信号を搬送する複数の入力チャンネルと、各入
   力チャンネルごとに備えられ情報信号を一連の多ビツト
   ディジタル符号語に符号化する手段と、各符号語の各ビ
   ットを異なるアナログ電圧で逓倍する手段と、該異なる
   アナログ電圧を合計する手段と１合計したアナログ電圧
   を送信符号語へ変換する手段と、該送信符号語を複数の
   引き続く送信フレーム中に整列させる手段と、連続する
   送信フレームを通信路を介して遠隔地へ送信する手段と
   を有することを特徴とするディジタル通信システム。 ２、情報信号を搬送する複数の入力チャンネルと、各入
   力チャンネルごとに備えられ情報信号を一連の多ビツト
   ディジタル語に順次符号イヒする手段と、該符号化手段
   の各々を制御し、各多ビツトディジタル語の各ビット位
   置を、各語中の予め定めたビットが上記符号化手段の出
   力に異なった時刻に現われるように、順序づけるだめの
   タイミング手段と、上記符号化手段の各々からの多ピッ
   トディジタル語を多ビツトディジタル符号語に変換する
   第１の手段と、各符号語の各ビットを異なるアナログ電
   圧で逓倍する手段と、該異なるアナログ電圧を合計する
   手段と１合計したアナログ電圧を送信符号語へ変換する
   第２の手段と、該送信符号語を複数の引き続く送信フレ
   ーム中に整列させる手段と、連続する送信フレームを通
   信路を介して遠隔地へ送信する手段とを有することを特
   徴とするディジタル通信システム′。 ３、情報信号を搬送する複数の入力チャンネルと、各入
   力チャンネルごとに備えられ入力情報を多ビツトディジ
   タル符号語に符号化する手段と。 各符号語の各ビットを異なるアナログ電圧で逓倍する手
   段と、該異なるアナログ電、圧を合計する手段と。合計
   したアナログ電圧を二進符号語へ変換する手段と、該二
   進符号語の選択された異なったビットを異なった時間遅
   延させる手段と、該遅延された二進符号を複数の引き続
   く送信フレーム中に整列させる手段と、連続する送信フ
   レームを通信路を介して遠隔地へ送信する手段とを有す
   ることを特徴とするディジタル通信システム＠４、アナ
   ログ信号を搬送する複数の通信チャ゛シネルと、各通信
   チャンネルごとに備えられアナログ情報を一連の多ビツ
   トディジタル語に順次符号化する手段と、各チャンネル
   からのディジタル語のピットを各チャンネルごとに異な
   った予め定められたアナログ電圧で逓倍する手段と、各
   チャンネルからのアナログ電圧を合計する手段と、該合
   計電圧を入力チャンネル数に応じて定めた一定電圧から
   引き算する手段と、該一定電圧と合計電圧との差に応じ
   て多ピット符号語を発生する手段と。 該多ピット符号語の各ピットに応じてアナログ情報を搬
   送する各通信チャンネルをアナログ情報を搬送しない各
   通信チャンネルに接続する手段を有することを特徴とす
   るディジタル通信システム。 ５、特許請求の範囲第２項のディジタル通信システムに
   おいて、上記第２の変換手段が該合計アナログ電圧を二
   進符号語へ変換するものであり。 該変換手段社、該三進符号語の選択された異なるピット
   を異なる量だけ遅延させるものであること。 ６、特許請求の範囲第５項のディジタル通信システムに
   おいて、該システムが該遅延された二進符号語を複数の
   連続した送信フレーム中に整列させる手段と、該連続す
   る送信フレームを通信路を介して遠隔地へ送信する手段
   とを有していること。 ７、情報信号を搬送する複数の入力チャンネルと、各入
   力チャンネルに備えられ該情報信号を多ビツトディジタ
   ル語に符号化する手段と、該多ビツトディジタル語を符
   号信号に変換する手段と。 該符号信号を送信符号語に変換する手段と、該送信符号
   語を複数の引き続く送信フレーム中に整列させる手段と
   、該引き続く送信フレームを通信路を介して遠隔地へ送
   信する手段とを有していることを特徴とするディジタル
   通信システム。 ８、アナログ情報を搬送する複数の入力チャンネルと、
   各入力チャンネルごとに備えられアナログ情報を一連の
   多ピットディジタル語に順次符号化する手段と、該符号
   化手段の各々を制御し、各多ビツトディジタル語の各ビ
   ット位置を、各語中の予め定めたピットが上記符号化手
   段の出力に異なった時刻に現われるように、順序づける
   ためのタイミング手段と、上記符号化手段の各々からの
   多ヒツトディジタル語を多ピットディジタル符号語に変
   換する手段と、各符号語の各ピットを異なるアナログ電
   圧で逓倍する手段と、該異なるアナログ電圧を合計する
   手段と９合計したアナログ電圧を通信路を介して遠隔地
   へ送信する手段とを有することを特徴とするディジタル
   通信システム。 ９、特許請求の範囲第８項のディジタル通信システムに
   おいて、上記逓倍手段が、該符号語の最それぞれ、逓倍
   する手段と、該正のアナログ電圧の最初の半分と負アナ
   ログ電圧の後の半分を抽出する手段と、該アナログ電圧
   の前後半分ずつを通信路へ送信するため結合する手段と
   を有していること。 １０、特許請求の範囲第８項のディジタル通信システム
   において、該システムは更に、上記遠隔地に、該合計ア
   ナログ電圧を各ピットが複数の入力チャンネルの一つに
   対応する並列多ビツト２進符号へ連続的に覆合する手段
   と、該２進符号をアナログ情報へ変換する手段と、該ア
   ナログ情報を複数の出力チャンネルへ供給する手段とを
   有していること。 １１、特許請求の範囲第１０項のディジタル通信システ
   ムにおいて、上記タイミング手段は、同期信号を発生す
   る手段と、該同期信号を複数の遅延手段へ供給する手段
   とを有し、該遅延手段の各々は、予め定められた時間だ
   け遅延された該同期信号を上記符号化信号の各々へ供給
   し、各遅延手段は、異なる遅延時間を有していること。 １２、特許請求の範囲第８項のディジタル通信システム
   において、該システムは更に該符号語中に論理′″１″
   のピットの存在を検出する手段と、該ディジタル符号語
   一つの中に一つよシ多い論理”１”の存在に応じて第２
   のディジタル符号語を発生する手段と、該第２のディジ
   タル符号語を上記逓倍手段へ供給する手段とを有してい
   ること・１３、特許請求の範囲第１２項のディジタル通
   信システムにおいて、上記第２のディジタル符号発生手
   段が該第２のディジタル符号語を記憶しへ読出し専用メ
   モリを有してお）、該読出し専用メモリは上記ディジタ
   ル符号語で番地を与えられていること。 １４、特許請求の範囲第４項のディジタル通信システム
   において、該システムは９通信チャンネルのいずれにも
   アナログ情報が存在しないとき上記接続手段を非動作に
   する手段を有していること。