JPS5834055B2 - 自動等化方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、伝送路の損失周波数特性を自動等化する自動
等化方式に関するものである。

一般に平衡対形ケーブルの減衰量の周波数特性は、周波
数の低い領域ではケーブルの導体抵抗による損失が主と
なってほぼ平坦な特性となるが、周波数の高い領域では
、線間容量、インダクタンス成分等により、周波数の増
加と共に損失が増加する傾向の特性となる。

又ケーブルの距離の増加に対する損失の増加傾向は、低
い周波数領域と高い周波数領域との間に比例関係が成立
しないものである。

このような平衡対形ケーブルを用いてデータ伝送回線を
構成する場合、出来るだけ高いデータ伝送速度と長い中
継間隔が得られるように伝送符号形式を選定する必要が
あり、一般にはバイポーラ符号、ＨＤＢ３符号等を用い
たベースバンド伝送方式が用いられている。

このようなデータ伝送回線に於いては、中継器及び受信
装置は直流に近い低周波からほぼ伝送周波数の１／２程
度の周波数までの周波数帯域に於ける伝送損失を補償す
るように等化増幅し、送信波形の特徴を再現して誤識別
を防止する必要がある。

又加入者端末の距離は、非常に短い場合から伝送損失に
よる限界に近いような非常に長い場合までの広範囲に亘
る相違があり、それぞれに対して等化を行なう必要があ
るので、その調整が容易でないものであった。

本発明は、前述の如き損失周波数特性を有するケーブル
を用いた伝送路の等化増幅器に適用し、簡単な構成で広
範囲の自動等化を可能とすることを目的とするものであ
る。

以下図面を参照して詳細に説明する。

第１図はケーブルの損失周波数特性の一例を示すもので
、横軸は周波数ｆの対数（Ｉｏｇｆ）、縦軸は損失（ｄ
Ｂ）を示す。

又曲線ａは距離の短いケーブル、曲線すは距離の長いケ
ーブルについてのものである。

同図から明らかなように、比較的低い周波数の領域では
平坦な損失特性であるが、成る周波数以上では単調に損
失が増加する傾向となる。

又周波数が高くなるに従って損失が増加し始める周波数
は、ケーブルの距離が長くなると、低い方に移行する傾
向がある。

なおｆＮは等化対象周波数の上限を示し、所謂ナイキス
ト周波数である。

第１図に於ける損失周波数特性に於いて、平坦特性部分
の平坦損失成分Ｌ１と傾斜特性部分の傾斜損失成分Ｌ２
との距離に対する関係は第２図に示すように、距離が短
い場合はＬｌ＞Ｌ２の関係であるが、距離が成る長さ以
上に長くなると、Ｌｌ＜Ｌ２の関係となる。

従って平坦損失成分Ｌ１と傾斜損失成分Ｌ２との間並び
にＬｌと（Ｌ１＋Ｌ２）との間にも比例関係が成立しな
いものとなり、単純な等化ができないものとなる。

そこで、第３図又は第４図に示すように平坦利得調整回
路と１次ＣＲ形傾斜利得調整回路とを組合せて等化を行
なうことが考えられる。

各図に於いて０ＰＡ１，０ＰＡ２は演算増幅器、Ｒ１−
Ｒ４は抵抗、Ｃはコンデンサであり、電圧利得Ｇは周波
数ｆの関数として と表わされる。

第３図に示す構成に於いては、抵抗Ｒ１により低周波側
で平坦利得の調整を行ない、抵抗Ｒ３により高周波側で
傾斜利得の調整を行なうものである。

従って距離が短い場合は抵抗Ｒ１は犬、抵抗Ｒ３は／ｌ
ＸＳ又距離が長い場合は抵抗Ｒ１は／べ抵抗Ｒ３は大と
することにより等化する。

この場合は距離の長短により抵抗Ｒ０，Ｒ３の大小の調
整方向が逆となる。

又第４図に示す構成に於いては、抵抗Ｒ２により平坦利
得を調整し、抵抗Ｒ３により傾斜利得を調整するもので
、距離が短い場合は抵抗Ｒ２，Ｒ３は７人距離が長い場
合は抵抗Ｒ２，Ｒ３は犬とすることにより等化する。

この場合は、距離の長短により抵抗Ｒ２，Ｒ３の大小の
調整方向が同一となる。

平坦利得の調整方向と利得周波数特性の増減との関係は
第５図に示すものとなり、矢印は抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗
値の増加方向を示している。

即ち抵抗Ｒ１を大きくすることにより利得は小さくなり
、又抵抗Ｒ２を大きくすることにより利得は大きくなる
。

又傾斜利得の調整方向と利得周波数特性の増減との関係
は第６図に示すものとなり、周波数の低い領域では利得
は１即ちＯｄＢとなる。

又抵抗Ｒ８を大きくするに従って高周波側の利得のみが
増加する。

この場合、傾斜利得から高周波側平坦利得へ移行する周
波数ｆＨは で示されるように一定であり、 又高周波側利得も 平坦利得となるから動作が安定である。

しかし、第３図に示す構成に於いては、調整素子として
の抵抗Ｒ１，Ｒ３の調整方向が逆であることにより自動
等化を実現するのが困難であり、又第４図に示す構成に
於いては、抵抗Ｒ２ｔ Ｒ３の調整方向が同一であるけ
れども、調整素子としての抵抗Ｒ２，Ｒ３が零電位に接
続されていないので、共通に調整することができず、従
って自動等化を実現するのが困難である。

そこで本発明は、調整素子の一端を零電位に接続して共
通に調整し得るようにしたもので、第７図はその美施例
を示すものである。

同図に於いて、Ｒ１１〜Ｒ１６は抵抗、′Ｃはコンデン
サ、ＯＰＡは演算増幅器である。

平坦利得は抵抗Ｒ１２により調整し、傾斜利得は抵抗Ｒ
１５により調整するものであり、ケーブルの距離の長短
による調整方向は同一である。

この構成の電圧利得Ｇ（、ｆ）は、抵抗Ｒ１６を簡単化
の為無限大と仮定すると、次式の如く表わされる。

この（３）式の右辺の前半は平坦調整の一部として動作
することを示し、抵抗Ｒ１２が無限大のとき最大利得１
即ちＯｄＢとなり、抵抗Ｒ１２の減少に伴なって損失が
増加する。

又右辺の後半は、高周波では抵抗Ｒ１５に無関係に（Ｒ
□ｓ ＋ Ｒ１４） ／ Ｒ１４による一定利得となり
、低周波では抵抗Ｒ１５が無限大のとき最小利得１（Ｏ
ｄＢ）となり、抵抗Ｒ□。

の減少により利得が増加することを示す。

従ってケーブルの距離が短い場合は抵抗Ｒ１２ｔ Ｒ１
５を小として、（３）式の右辺前半で示される損失を増
加させ、右辺後半で示される利得は平坦に近いものとな
り、合成利得は小さくなる。

又距離が長い場合は、抵抗Ｒ１２ｔ Ｒ１５を犬とし、
（３）式の右辺前半で示される損失を小さくシ、右辺後
半で示される利得のうち低周波の利得を低下させ、高周
波の利得は（Ｒ１３＋ Ｒ１４） ／ Ｒ１４による一
定利得とする。

抵抗Ｒ□６は抵抗Ｒ１５を増大した時の低周波の利得の
低下を制限するものであり、それによって低周波の利得
は必要な利得まで増加させることができると共に高周波
では更に大きな利得とすることができる。

この抵抗Ｒ□６を考慮したときの電圧利 得Ｇ（ｆ）は次式で示されるものとなる。

抵抗Ｒ１２，Ｒ１５の調整方向と利得周波数特性とを第
８図及び第９図に示す。

第８図は抵抗Ｒ１２を無限大としたとき利得が１（Ｏｄ
Ｂ）で、抵抗Ｒ１２を小さくするに従って利得が減少す
ることを示し、第９図は抵抗Ｒ□、を無限大としたとき
、低周波領域の利得が低下し、周波数の増大に従って利
得が上昇する傾斜利得となり、周波数ｆＮ以上では平坦
利得となることを示している。

従って合成利得は、低周波領域では最大となり、高周波
領域では更に大きな利得となって、長距離の等化が行な
われることになる。

又抵抗Ｒ１５を小さくすると、前述の如く高周波領域も
低周波領域もほぼ平坦な利得特性となり、抵抗Ｒ１２を
小さくしたことによる利得との合成利得は最小となって
近距離の等化が行なわれることになる。

第１０図は第７図に於ける抵抗Ｒ１□、Ｒ１５を電界効
果トランジスタＱｌ、Ｑ２によって構成した実施例を示
し、第７図と同一符号は同一部分を示すものである。

又Ｒ１□、Ｒ１８は抵抗、Ｄはダイオード、０ＰＡａは
演算増幅器、Ｃ１はコンデンサ、Ｖｒは基準電圧である
。

演算増幅器０ＰＡａはピーク検出回路を構成するもので
、演算増幅器ＯＰＡの出力の等化出力のピーク値と基準
電圧Ｖｒとが一致するように、電界効果トランジスタＱ
１．Ｑ２のゲートに信号を加えて、その等価抵抗値を匍
脚する。

例えばケーブルの距離が短い場合は、演算増幅器ＯＰＡ
の出力が大となり、それによって演算増幅器ＯＰ Ａ
ａの出力も大きくなり、電界効果トランジスタＱ１゜Ｑ
２はゲート電圧の増大によりその等価抵抗値が小さくな
り、第７図に於ける抵抗Ｒ１□、Ｒ１，を小さくした場
合に相当する動作によって、演算増幅器ＯＰＡの出力レ
ベルは所定のレベルに保持されることになる。

反対にケーブル距離が長い場合は、電界効果トランジス
タＱ１．Ｑ２のゲート電圧が低くなって等価抵抗値が増
大し、第７図の抵抗Ｒ１□、Ｒ１５を大きくした場合に
相当する動作によって等化が行なわれる。

第１０図に示す実施例は、可変抵抗素子とじて電界効果
トランジスタＱ１．Ｑ２を用いたものであるが、バイポ
ーラトランジスタ又は他の素子により可変抵抗素子を構
成することもできる。

以上説明したように、本発明は、抵抗Ｒ１１等による第
１の受動回路網と、一端を零電位等の基準電位屯に接続
した抵抗Ｒ□２、電界効果トランジスタＱ１等の第１の
可変抵抗素子とにより平坦利得を調整する第１の等化器
を構成し、又抵抗Ｒ１３゜Ｒ１４，Ｒ□６、コンデンサ
Ｃ等による第２の受動回路網と、一端を基準電位点に接
続した抵抗Ｒ１５、電界効果トランジスタＱ２等の第２
の可変抵抗素子とにより周波数特性の調整を行なう第２
の等化器を構成し、この第２の等化器を演算増幅器ＯＰ
Ａの負帰還回路に接続し、第１及び第２の可変抵抗素子
を同時に同一方向に調整することにより伝送路の等化を
行なうものであり、例えば平衡対形ケーブルを用いて広
帯域データ伝送を行なう場合の等化増幅器に適用すれば
、構成が簡単であると共に、等化範囲が広く、且つ高周
波領域の成る周波数ｆＨ以上では平坦利得特性となるこ
とにより、安定な動作を行なうことができる。

又第１及び第２の可変抵抗素子の一端を接地点等の基準
電位点に接続したことにより、それらを共通に制御する
ことが容易となり、且つ調整方向を同一としたことによ
り、自動的に制御することが容易となる。

従って自動等化を行なう為の構成が簡単になるものであ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は平衡対形ケーブルの一例の損失周波数特性曲線
図、第２図は平坦損失成分と傾斜損失成分との距離に対
する関係を示す曲線図、第３図及び第４図は、それぞれ
平坦利得調整回路と傾斜利得調整回路とを組合せた等化
回路、第５図及び第６図は第３図及び第４図に示す構成
の平坦利得調整特性曲線図及び傾斜利得調整特性曲線図
、第７図は本発明の実施例の回路図、第８図及び第９図
は、第１及び第２の可変抵抗による利得周波数特性の変
化説明用曲線図、第１０図は本発明の実施例の具体的構
成の一例を示す回路図である。 Ｒ１□〜Ｒ１８は抵抗、ｃ、ｃｉはコンデンサ、ＯＰＡ
、０ＰＡａは演算増幅器、Ｑ？、Ｑ２は電界効果トラン
ジスタである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 第１の受動回路網と一端を基準電位点に接続した第
   １の可変抵抗素子とにより平坦利得調整を行なう第１の
   等化器と、第２の受動回路網と一端を前記基準電位点に
   接続した第２の可変抵抗素子とにより所要帯域内の利得
   周波数特性の調整を行なう第２の等化器と、該第２の等
   化器を負帰還回路に接続した演算増幅器とを備え、前記
   第１及び第２の可変抵抗素子を伝送路の損失周波数特性
   に対応してそれらの抵抗値を同時に同一方向に増減させ
   ることを特徴とする自動等北方も