JPS5836858B2 - Ｆｍ回線における自動位相等化方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はＦＭ回線における位相歪を抑圧するための自動
位相等化方式に関するものである。

ＦＭ回線では、電波伝搬路や導波管系あるいはＦＭ信号
の増幅系等における直線歪、特に位相歪により準漏話雑
音が発生し、信号品質を劣化させることが知られている
。

導波管系や増幅系においてはエコーが発生しないように
導波管系の整合や増幅系の位相等化器を調整することに
よって、この直線歪を少なくすることが出来る。

しかし、マルチパスのある伝搬路、特に見通し外散乱伝
搬路や海上伝搬路あるいは山岳回折伝搬路等においては
フエージングも伴うことが多いことから通常、２重乃至
４重のダイバーシティ受信が行なわれており、極めて不
経済である。

本発明はこの点に鑑みてなされたものであって、ベース
バンド信号（復調された信号）中に含まれている各種パ
イロット信号の高次歪波より位相歪を検出し、その出力
で位相等化器を自動制御することによって、総合の位相
特性を常にほゾ直線に維持し、準漏話雑音の抑圧をはか
ることのできるＦＭ回線における自動位相等化方式を提
供するものである。

従って、本発明によれば位相歪補正用としてのダイバー
シティ受信は不要となり、同時にコヒーレント帯域幅バ
ンドも拡げることが出来るので、通話路数を増大させる
ことも可能となる。

先ず、本発明の原理について説明する。

ＦＭ多重電話回線等におけるＦＭ信号の伝送特性と高次
歪に関しては種々解析がなされており、例えば桑原著「
フーリエ法による雑音装荷されたＦＭあるいはＰＭ波の
漏話量の解析」（電気通信学会雑誌、昭和３４年７月）
によると、伝送路の振幅特性ρ，位相特性θが周波数Ｆ
のべき級数として であることが示されており、通常、２次と３次の結合波
が支配的であることが述べられている。

振幅特性の影響はリミツタで除去できるので、これを除
外すると２次準漏話雑音量はべき級数の偶数次数項で、
３次準漏話雑音量は奇数次数項で決まることになる。

この関係を理解するためにｃｏｓ波を例にとり、その高
次歪を考えれば次式のように示され、２次歪は偶数項で
決まり、３次歪は奇数項で決ることがわかる。

従って、各次数毎の位相等化器を復調手段以前に設け、
ベースバンド信号中の各次数毎の歪波を抽出し、この歪
波が無くなるように各次数に対応する位相等化器を制御
すれば、ＦＭ回線の位相特性の補正が出来ることになる
。

たゾし、２次および３次位相等化器のみを備えた場合で
あっても、２次歪は４次，６次等の高次の項からも、３
次歪は５次，７次等の高次の項からも発生するから、高
次項から生じる等価的な２次，３次歪を補正することに
なる。

以下、図面を用いて本発明の実施例について詳細に説明
する。

ＦＭ多重電話回線等においては、通常、位相歪としては
２次，３次歪が決定的要素であり、通話路数が犬となる
につれて更に高次の歪も考慮する必要がある。

本実施例では５次歪までを自動位相等化する場合につい
て説明する。

第１図はこの場合の系統図である。

端子１に加えられた受信中間周波信号は２次，３次，４
次，５次の位相等化器、すなわち中心周波数を原点とす
る位相特性が夫々周波数の２乗，３乗，４乗，５乗に比
例する特性を有する位相等化器２，３，４，５を通過さ
せることによって、各次数毎に位相等化が行なわれる。

これらの位相等化器２，３，４，５の位相特性の自動制
御については後述する。

１２，１３，１４，１５は夫々位相等化器２，３，４，
５に所望の特性を与えるためのタップ重み発生器であっ
て、位相等化器およびタップ重み発生器（第１図点線枠
内）の構成例を第２図に示す。

第２図では、第１図の２次、４次位相等化器２，４を一
体化し、かつその合成位相をフーリエ展開した各項毎の
特性を分担するトランスバーサルフィルタの縦続と、３
次，５次位相等化器３，５に対して同様に分解したトラ
ンスバーサルフィルタの縦続により構成してある。

すなわち、トランスバーサルフィルタ２４１ ，２４２
，２４３，・・・・・・はαＩ ＣＯＳωτ，α２ｃｏ
ｓ２ωτ，α３ ｃｏｓ ３ωτ，・・・・・・の位相
特性を有し、トランスバーサルフィルタ３５Ｌ３５２，
３５３，−−−−・・はＡｓｉｎωτ，β’２ ｓｉｎ
２ωτ，β３Ｓｉｎ３ωτ，・・・・・・の位相特性を
有するように構或してある。

τはトランスバーサルフィルタを構成する遅延素子の単
位遅延時間である。

伝送路の位相特性θ（ω）および位相等化器の位相特性
φ（一を夫々 π２ π４ｎ ３弓は定数であるから除外でき、他の項を正弦，余弦項
でまとめると、前述の２次と４次，３次と５次をまとめ
たことになり、次式が得られる。

ただし、実際には、ｈ２，ｈ３，ｌ１４，ｈ，には後述
のように微少振幅の低周波の参照信号が重畳されている
が、ここでは説明を簡単にするため省略する。

従って、第２図に示す如く、端子２７より加えられｈ２
に比例した信号と、端子４７より加えられるｈ４に比例
した信号に対して上式の重みづけを重み回路２７１ ，
２７２ ，２７３ ，・・・・・・および２８１２Ｂ２
，２８３，・・・・・・で行ない、これらを加算器２６
１，２６２，２６３，・・・・・・で加算することによ
ってαを作成し、ベツセル関数発生器２５１，２５２，
２５３，・・・・・・によって前記トランスバーサルフ
ィルタ２４１ ，２４２，２４３，・・・・・・のタツ
プ重みを決定し、これによってα ｃｏｓ ｎωτの位
相特性を得る。

端子３７より加えられるｈ３の信号と、端子５７より加
えられる塊の信号に対しても同様の演算を行なうこ（５
によってβ。

ｓｉｎ一τ？位相特性を得ることが出来る。

なお、３８１，３８２，３８３，・・・・・・と３９１
，３９２，３９３，・・・・・・は重み回路であり、
３７１ ，３７２，３７３，・・・・・・は加算器、３
６１ ，３６２，３６３，・・・・・・はベツセル関数
発生器である。

ｎ ＝ １の場合の具体例を挙げれば次のようである。

すなわち、ｎ＝１の場合の位相特性は前式より φ（ｏ）＝ − （ ４ｈ２ ＋８ｈ４（ π２−６
） ） ｃｏｓ ωｒ＋（ ２ ｈ３（ ｙｒ’ −
６） ＋２ｈ５｛？ − ２ｏ（ｄ−６刃）８ｎωτ
帥 となる。

重み回路２７１で−４，２８１で−８（７Ｉ２−６），
３ ８ １ テ２ （ ｙｒ２−６ ） ， ３ ９
１ テ２ ｛π４−２０（Ｊ−６））の重みづけが行な
われ、加算器２６１で上式第１項の重みが、加算器３７
１で上式第２項の重みが求められる。

各次数毎のベツセル関数発生器及びトランスバーサルフ
ィルタは夫々同一基本構戒であって、ｎの値に応じて遅
延素子の単位遅延時間がｎτとなるのみであるから、例
としてｎ ＝ １の場合について説明する。

ベツセル関数発生器（この例では２５Ｌ３６１）とトラ
ンスバーサルフィルタ（この例では２４１，３５１）の
関係は第３図の如くであって、同図（ａ）ではα１ ｃ
ｏｓωτの余弦特性が得られ、同図（ｂ）ではβ！，ｓ
ｉｎωτの正弦特性が得られる。

この関係は次に示すような伝達関数の変形から明らかで
ある。

上式の指数関数部は位相推移量を表わしているので、遅
延素子Ｑ単位遅延時間をτとした時、２ｍ及び（２ｍ＋
１）は中心タップからのタップ番号となり、ベツセル関
数値はそのタップ重みを表わしている。

従ってこれらの式から直ちにトランスバーサルフィルタ
を構成することが出来、余弦特性を得る場合には、第３
図ａに示す如く、遅延素子１２１，１２２，・・・・・
・１２８の各タップ出力に重み回路１３１，１３２，・
・・・・・１３９でベッセル関数値の重みづけをした後
、中心タップから数えて奇数番目のタップ出力に対して
は加算器１４０で加算のうえ移相器１４１でπ／２ラジ
アン移相した後、偶数番目のものはそのままで加算器１
４２で加算すればよい。

また、正弦特性を得る場合には、第３図ｂに示すごとく
、遅延素子１５１，１５２，・・・・・・１５８の各タ
ップ出力に重み回路１６１，１６２，・・・・・・１６
９でベツセル関数値の重みづけをした後加算器１４３で
加算すればよい。

中心周波数とωτの選び方によっては、余弦と正弦の特
性および第３図ａ，ｂの関係が逆になる事があり、また
、トランスバーサルフィルタ２４２，３５２では遅延素
子の単位遅延時間を２τに、トランスバーサルフィルタ
２４３，３５３では３τに選べばよいことは勿論である
。

このようにトランスバーサルフィルタを多段に縦続接続
する場合には、周知のように、各トランスバーサルフィ
ルタのタップ重み出力のコンポリューションを求めて、
トランスバーサルフィルタの一体化をはかることも可能
である。

さらにフーリエ展開の式において、２次，４次の項のフ
ーリエ係数はｎの大きいところではほゾ１／ｎ２で減少
するから、あまりｎの大きいところまで、すなわち多段
のトランスバーサルフィルタを必要としないが、３次，
５次の項のフーリエ係数はほ”； １ ／ ｎで減少す
るので、かなり多段のトランスバーサルフィルタを必要
とすることから、次のような変形が考えられる。

この変形は３次，５次のみでなく、２次，４次の一層の
簡単化のためにも有効であるので、この方法について、
以下にまとめて説明する。

２次，３次，４次，５次のフーリエ展開係数は前述のよ
うに、夫々以下の如くであり、夫々のｎの大きい所での
係数も併せて示すと となるので、これらのフィルタでｎの大きい所の特性を
受け持たせ、トランスバーサルフィルタ自体は本来の係
数とこれの差の値に縮少できる。

従って（７）式と（１５）式から次のようになる。

（たゾし定常項は除外） （１６）式はさらに（８）式で行なったように、正弦項
、余弦項どうしでまとめられるので、 従って等化器の構成は第２図に代って第４図のようにな
る。

第４図において、２４０，２４１，２４２ ，２ ４
３ ，−−−゜−゜は夫々γ４ｃｏｓ Ｔ ， γｌｃ
ＯｓＧ）Ｔｔ ７’２ＣＯ８２Ｇ）Ｔ ，γ３ ｃｏｓ
３ωτ，・・・・・・の特性を持つ位相等化器、３５
０ ，３５１ ，３５２，３５３，・−・−・−は夫々
δ１Ｓｌｎ−ｔｉ２ δＩＳ１ｎωτ，δ２Ｓ１ｎ２ωτ，δ３ ｓｉｎ ３
ωτ２゜゜聞の特性を持つ位相等化器であり、２５０，
２５１，２５２，２５３，・・・・・・，３６０ ，３
６１ ，３６２ ，３６３ ，・・・・・・は夫々それ
らの位相特性を持たせるための重みであるベツセル関数
発生器である。

３ １ ０ ，３２０は夫々（１９）式の係数Ａｎ及び
Ｂｎを発生する重み発生器、３３０，３４０は夫々（１
９）式の係数Ｃｎ及びＤ。

を発生する重み発生器である。

第１図の入力端子１に加えられた中間周波信号は、前述
のようにして構成された２次，３次，４次，５次特性の
位相等化器２，３，４，５を通り、リミツタ６を経てＦ
Ｍ復調器７でベースバンド信号に復調され、出力端子８
に出力される。

位相等化器２，３，４．５を含めたＦＭ信号伝送系の位
相特性に非直線性があれば、ベースバンド信号内の各種
信号間の結合波が発生する。

これらの結合波の中からパイロット信号が２つ以上ある
場合に発生するパイロット信号相互の２次，３次，４次
５次結合波であって互いに周波数の異なる結合波を選定
し、これらを夫々各次数毎に結合波抽出帯域フィルタ２
０，３０，４０，５０で抽出する。

これら帯域フィルタ２０ ，３０ ，４０ ，５０の出
力の結合波は、加算器２６ ， ３６ ， ４６ ．
５６を通じてタップ重み制御電圧に重畳して加えられる
矩形波発生器９からの矩形波（参照信号）により、位相
等化器２，３，４．５の位相特性を夫々微少変化させて
いるため、位相等化器２，３．４５を含めたＦＭ信号伝
送系の位相非直線性により決まる結合波振幅を平均振幅
として、この矩形波により微少振幅変調を受けている。

これらの状況を第５図で説明する。

第５図は例えば２次位相特性等化器を制御する２次歪制
御ループ（他の高次歪制御ループにおいても状況はほマ
同じ）の各部時間波形を示し、同図ａは位相等化器２，
３．４５を含めたＦＭ信号伝送系の位相特性の２次成分
の係数が正の場合、すなわち（５）式と（６）式よりｆ
２＋ｈ２〉０の場合、ｂは負の場合、すなわちｆ２＋ｈ
２〉０の場合、Ｃは零の場合、すなわちｆ２＋ｈ２−０
の場合を示す。

つまりＣが完全に等化されている場合に相当する。

ａ，ｂ，ｃの各場合ともＳ１は参照信号として低周波微
少振幅で加えられる矩形波発生器９の出力波形、Ｓ２は
総合特性における２次の係数、すなわちｆ２＋ｈ２＋参
照信号であって実際の歪戒分としての２次結合波レベル
はこれの絶対値に比例する。

これは（３）式，（４）式から明らかである。

従って２次結合波の抽出レベル（゛包絡線検波器２１の
出力波形、３次，４次，５次については３１，４１，５
１）はＳ３のようになり、直流阻止回路２２（３次，４
次，５次については３２，４２．５２）の出力はＳ４
のようになる。

第５図の８１と８４の波形を比較すれば明らかなように
、参照番号Ｓ１と検出波形Ｓ４の関係はｆ２＋ｈ２〉０
のａの場合は同相、ｆ２＋ｈ２〈０のｂの場合は逆相で
あり、ｆ２＋ｈ２−０のＣの場合は零である。

従って位相検波器２３（３次，４次，５次については３
３．４３．５３）の出力において夫々正，負，零の電圧
が得られる。

これらの極性の電圧は極性反転回路２４（３次，４次，
５次については３４，４４．５４）を通じて極性反転さ
れ、積分器２５（３次，４次，５次については３５，４
５．５５）及び加算器２６（３次，４次，５次について
は３６，４６．５６）を通じて負帰還され、結合波レベ
ルが小さくなるように自動制御される。

積分器２５は帰還系の動作の安定化のためのものであっ
て、低域フィルタで代用することもできる。

３次，４次，５次の制御系の動作についても基本的には
２次の場合と同様である。

しかし、前述のように、５次位相歪からは５次結合波と
ともに３次結合波も生じ、４次位相歪からは４次結合波
とともに２次結合波も生じる。

従って最初は各次数の等化器が一斉に動作し始めるが、
５次，４次歪の制御ループの動作が優先し、その動作に
ともなって３次，２次歪制御ループが付随して動作する
ことになる。

本実施例では５次歪までを自動等化し補正する場合につ
いて説明したが、通常は３次までゾ充分であり、さらに
高次戒分までの等化が必要な場合も、本実施例から容易
に拡張することが出来る。

２次，３次戒分のみの等化で充分な場合には、第６図に
示すような簡易化も可能である。

第６図において第１図と同一番号のものは同一回路素子
であり、１９は正弦波発生器、１８はπ／２ラジアン移
相器である。

第１図の矩形波発生器９は、第４図の波形図から明らか
なように、正弦波発生器に変更しても全制御ループは動
作する。

そこで第６図では正弦波発生器を使用し、２次歪制御ル
ープと３次歪制御ループとを、この正弦波に関して直交
関係で動作させれば、２次結合波と３次結合波が同じ周
波数で発生する周波数帯を選定しても、互いに独立に制
御ループを動作させることが出来る。

このため、第６図では結合波抽出フィルタ２０、包絡線
検波器２１、直流阻止回路２２は２つの制御ループに対
して共用してある。

すなわち、このようにすれば、結合波の抽出周波数とし
て２次結合波と３次結合波が同一周波数で発生する周波
数帯でも、この結合波の検出に利用することが可能とな
るので、結合波抽出周波数の選定が容易となる。

また、第７図に示すような構成も可能である。

第７図の場合、第６図と異なるのは２次歪制御ループと
３次歪制御ループに対して別々の正弦波発生器２９，３
９を用いて夫々異なる周波数で駆動することである。

この周波数が異なるため、夫々の周波数成分を抽出する
帯域フィルタ２８ ． ３８が位相検波器の前に挿入さ
れ、直流阻止回路は不要となる。

この構成は更に高次歪を補正する場合にも適用すること
が出来る。

以上、詳細に説明したように、本発明によればＦＭ信号
伝送系において選択性フエージングの影響を回避でき、
コヒーレントバンドの拡張が可能であり、しかも伝送機
器内で発生する反射や帯域制限による位相歪も一括して
等化することが出来るので、ダイバーシティ受信は不要
となり、広帯域，高品質回線を経済的に実現することが
出来る効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を説明するための系統図、第
２図は本発明に用いる２次，４次位相等化器と３次，５
次位相等化器及びそのタップ重み制御回路の系統図、第
３図は本発明において各次数の位相特性を形成するため
の基本となる余弦、正弦位相特性のトランスバーサルフ
ィルタ構成図、第４図は第２図のトランスバーサルフィ
ルタの段数を少なくするための構成図、第５図は第１図
の実施例の動作を説明するための波形図、第６図および
第７図はいずれも２次，３次歪のみの等化を行なう場合
の本発明の他の実施例を示す系統図である。 １・・・・・・入力端子、２・・・・・・２次位相特性
等化器、３・・・・・・３次位相特性等化器、４・・・
・・・４次位相特性等化器、５・・・・・・５次位相特
性等化器、６・・・・・・リミツタ、７・・・・・・Ｆ
Ｍ復調器、８・・・・・・出力端子、９・・・・・・矩
形波発生器、１０・・・・・・端子、１２，１３，１４
，１５・・・・・・タップ重み発生器、１８・・・・・
・π／２移相器、１９・・・・・・正弦波発生器、２０
，３０，４０ ，５０・・・・・・２次，３次，４次，
５次結合波抽出帯域フィルタ、２１ ，３１ ，４１
，５１・・・・・・包絡線検波器、２２，３２，４２，
５２・・・・・・直流阻止回路、２３，３３，４３，５
３・１・・・・位相検波器、２４，３４，４４，５４・
・・・・・極性反転回路、２５ ， ３５ ，４５，５
５・・・・・・積分器、２６ ， ３６ ， ４６ ，
５６・・・・・・加算器、２７，３７，４７，５７・
・・・・・端子、２８，３８・・・・・・帯域フィルタ
、２９，３９・・・・・・正弦波発生器、１２１ ，１
２２，１２３，１２４，１２５，１２６，１２７，１２
８・・・・・・遅延素子、１３Ｌ１３２，１３３，１３
４ ，１３５，１３６，１３７，１３８，１３９・・・
・・・重み回路、１４０・・・・・・加算器、１４１・
・・・・・移相器、１４２，１４３・・・・・・加算器
、１５１，１５２，１５３，１５４，１５５，１５６，
１５７，１５８・・・・・・遅延素子、１６Ｌ１６２，
１６３，１６４，１６５，１６６，１６７，１６８，１
６９・・・・・・重み回路、２４１，２４２，２４３，
２４４・・・・・・トランスバーサルフィルタ、２５１
，２５２ ，２５３ ，２５４・・・・・・ベツセル
関数発生器、２６Ｌ２６２，２６３，２６４・・・・・
・加算器、２７１ ，２７２ ，２７３，２７４，２８
１ ，２８２，２８３，２８４・・・・・・重み回路、
３５０・・・・・・トランスバーサルフィルタ、３５ｉ
，３５２ ，３５３ ，３５４・・・・・・トランス
バーサルフィルタ、３６０・・・・・・タップ重み発生
器、３６１ ，３６２ ，３６３，３６４・・・・・・
ベツセル関数発生器、３７１ ，３７２ ，３７３，３
７４・・・・・・加算器、３８Ｌ３８２，３８３ ３
８４，３９１，３９２，３９３，３９４・・・・・・重
み回路、３３０，３３１ ，３３２，３３３・・・・・
・加算器、３４０，３４１ ，３４２ ，３４３ ．３
８１ ３ ，３８２３ ．３８３３・・・・・・重み回
路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 伝送路を伝送されたＦＭ信号の復調手段より前部に
   べき級数特性の次数のうち所要の次数ごとの係数が制御
   できる可変位相等化器を備え、前記復調手段によって得
   られたベースバンド信号中に含まれるパイ（ット信号の
   高次歪波を前記所望の次数ごとに抽出し、前記可変位相
   等化器の係数を低周波の参照信号で微少量変化させ、該
   変化により生じる前記パイロット信号の高次歪波の包絡
   線振幅の振幅変化を各次数毎に求め、該振幅変化より各
   次数毎の前記可変位和等化器の係数の補正方向及び補正
   量を検出し、該検出結果に基づいて前記可変位相等化器
   の各次数の係数を制御することにより、該可変位相等化
   器と前記伝送路を含めた伝送系の周波数対位相特性が直
   線状をなすように構成したことを特徴とするＦＭ回線に
   おける自動位相等化方式。