JPH0228923B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は自動等化器に関し、特にデイジタル無
線伝送方式において用いられる、直交振幅変調波
に対して適用されるトランスバーサル・フイルタ
を備える自動等化器の改良に関する。

従来、デイジタル無線伝送方式においては、伝
送路において発生するマルチパス・フエーデイン
グ等により生成される、波形歪による回線劣化お
よび回線瞬断等の対応策として、トランスバーサ
ル型等化器等を含む自動適応型等化器が適用され
ている。

第１図に示されるのは、上記トランスバーサル
型等化器の概念的ブロツク図で、端子１０１から
は中間周波数帯の所定の直交振幅変調信号S_Aが
トランスバーサル・フイルタ１に入力される。ト
ランスバーサル・フイルタ１は、一般的には、縦
続接続される2N（Ｎは正の整数）個の遅延回路に
より形成されており、前記2N個の遅延回路の接
続点に対応して、主タツプ１個を含む〔2N＋１〕
個のタツプが設けられている。トランスバーサ
ル・フイルタ１の出力信号S_Bは、復調手段３に入
力されて、復調信号S_Cが端子１０２を介して出力
されるとともに、同時に復調手段３からは、トラ
ンスバーサル・フイルタ１に対する主タツプ制御
用誤差信号Y′_PおよびY′_Qと、他タツプ制御用誤差
信号Y_PおよびY_Qと、復調信号D′_PびおよびD′_Qと
が、それぞれ出力される。これらのY′_P，Y′_Q，
Y_P，Y_Q，D′_PおよびD′_Qは、制御信号発生手段２
に入力され、制御信号発生手段２における所定の
処理手順を経由して、前記〔2N＋１〕個のタツ
プに対応するタツプ係数C_o（ｎ＝−Ｎ、−Ｎ＋１、
…、−１、０、１、…、Ｎ−１、Ｎ）が生成され
て出力され、トランスバーサル・フイルタ１に入
力されて、それぞれ対応する〔2N＋１〕個のタ
ツプの重み付け回路を介して、前記直交振幅変調
信号S_Aにおける、主として符号間干渉に起因す
る波形歪が等化される。この場合、トランスバー
サル・フイルタ１の前記2N個の遅延回路の各遅
延時間は、それぞれトランスバーサル・フイルタ
１に入力される直交振幅変調信号S_Aの変調速度
のほぼ逆数に等価な時間に設定されており、搬送
波における位相回転が、それぞれ2π（ラジアン）
の整数倍になるように調整されている。

しかしながら、実際には、直交振幅変調信号
S_Aにおける搬送波の周波数変動等により、2N個
の遅延回路のそれぞれにおける位相回転量は、必
ずしも前述のように2πの整数倍に等しくはなら
ない。一般的に、直交振幅変調信号S_Aの搬送波
の前記2N個の遅延回路における、それぞれの位
相回転量θ_oは、θ_o＝2kπ＋Δθ_o（ｋは正の整数）と
して表わされる。ここにおいて、Δθ_oは、それぞ
れの遅延回路における、位相回転量の2kπからの
位相変移量を示している。また、ｎの値は、前記
2N個の遅延回路に対応して、ｎ＝−Ｎ、−Ｎ＋
１、…、−１、１、…、Ｎ−１、Ｎとして規定さ
れる。

なお、トランスバーサル・フイルタ１におい
て、搬送波の位相変移量Δθ_oの値が±π／２を越
えるような遅延回路が存在する場合には、当該遅
延回路における位相変位量Δθ_n（ｎ→ｍ：ｍは、
ｎに含まれる特定整数）に対応する特定のタツプ
については、当該タツプ係数に対して所定の位相
補正が必要となる。これらのトランスバーサル・
フイルタ１、制御信号発生手段２および復調手段
３等を備える、中間周波数帯のトランスバーサル
型等化器の動作については、既によく知られてお
り、例えば特願昭56−215271等においても詳記さ
れているので詳細説明は省略する。

第１図に概念ブロツク図が示される中間周波数
帯のトランスバーサル型等化器において、その主
要構成要素の一つであるトランスバーサル・フイ
ルタ１については、従来第２図にその主要部が示
されているようなトランスバーサル・フイルタが
用いられている。このトランスバーサル・フイル
タは、２個の遅延回路により形成される実用例の
一つで、前述の記載において、〔2N＋１〕個のタ
ツプならびに2N個の遅延回路として示される一
般的な表現において、Ｎ＝１の場合がこれに相当
しており、ｎの値としては、タツプの場合には、
ｎ＝−１、０、１として規定され、遅延回路の場
合には、ｎ＝−１、１として規定される。その主
要部は遅延時間がそれぞれτ₁およびτ₂の遅延回路
４および５と、（−１）タツプに対応する同相側
の可変重み付け回路６および直交側の可変重み付
け回路７と、主タツプに対応する同相側の可変重
み付け回路８と、(1)タツプに対応する同相側の可
変重み付け回路９および直交側の可変重み付け回
路１０と、同相側の加算回路１４および直交側の
加算回路１５と、直交結合回路１６と、位相調整
用のケーブル１１，１２および１３とにより形成
されている。トランスバーサル・フイルタの動作
については、例えば前述の特願昭56−215271等に
おいても記述されているが、後述する本発明の説
明にも関係があるため、その要点につき説明す
る。

第２図において、端子１０３からは中間周波数
帯の変調信号が入力され、（−１）タツプにおけ
る変調信号S_-1として遅延回路４に入力されると
ともに、同相側の可変重み付け回路６および直交
側の可変重みづけ回路７にも入力される。遅延回
路４の出力信号S₀は主タツプにおける変調信号と
して遅延回路５に入力されるとともに、主タツプ
に対応する同相側の重み付け回路８にも入力され
る。遅延回路５の出力信号S₁は、ケーブル１１を
経由して所定の位相推移を付与され、変調信号
_１として(1)タツプに対応する同相側の可変重み付
け回路９および直交側の可変重み付け回路１０の
双方に入力される。（−１）タツプに対応する可
変重み付け回路６および７においては、それぞれ
端子１０４および１０５から入力される同相制御
信号r_-1および直交制御信号d_-1により、前述の
（−１）タツプにおける変調信号S_-1の信号入力の
振幅が制御され、変調信号S_-1′およびS_-1″を生成
し、それぞれケーブル１２および１３を経由して
所定の位相推移を付与された後、変調信号
_-1′および_-1″として加算回路１４および１５に
入力される。また、主タツプに対応する可変重み
付け回路８においては、端子１０６から入力され
る同相制御信号r₀により、前述の主タツプにおけ
る変調信号S₀の信号入力の振幅が制御され、変調
信号S₀′として出力されて加算回路１４に入力さ
れる。同様にして、(1)タツプに対応する可変重み
付け回路９および１０においても、それぞれ端子
１０７および１０８から入力される同相制御信号
r₁および直交制御信号d₁により、前述の(1)タツプ
における変調信号S₁のケーブル１１による遅延信
号₁の信号入力の振幅が制御され、それぞれ変
調信号₁′および₁″として出力されて加算回路
１４および１５に入力される。加算回路１４にお
いては、前述の同相側の変調信号_-1′、S₀′およ
び₁′が加算されて変調信号S_rとして出力され、
直交結合回路１６に入力される。また、加算回路
１５においては、前述の直交側の変調信号
_-1″および₁″が加算されて変調信号S_iとして出力
され、直交結合回路１６に入力される。直交結合
回路１６においては、S_r＋jS_i（ｊ＝√−１）の形
で前記変調信号S_rとS_iとが結合されて、変調信号
Ｓとして端子１０９を介して出力される。

第２図に示されるトランスバーサル・フイルタ
において、遅延回路４および５における遅延時間
τ_-1およびτ₁は、本来それぞれ入力変調信号の変
調速度のほぼ逆数に等価な時間に設定されてお
り、搬送波における位相回転が2π（ラジアン）の
整数倍となるように調整されて、トランスバーサ
ル・フイルタとしての機能が達成される。しかし
ながら、実際には入力変調信号における搬送波の
周波数変動等により、遅延回路４および５におけ
る搬送波の位相回転は、必ずしも前述のように
2πの整数倍に等しくならない。搬送波の角周波
数をωとすると、遅延回路４および５における位
相回転は、一般的には次式のように表わされる
（ｋは正整数）。

ωτ₁＝2kπ＋Δθ_-1 ωτ₂＝2kπ＋Δθ₁ (1) 上式において、Δθ_-1およびΔθ₁は、それぞれ遅
延回路４および５における、搬送波の位相回転量
の2kπからの位相変移量で、前述の一般的な表現
記号Δθ_oにおいて、（−１）タツプおよび(1)タツ
プに対応して、それぞれｎ＝−１および１として
与えられる。

上記(1)式の位相回転量ωτ₁およびωτ₂を、主タ
ツプにおける変調信号の位相を基準として、（−
１）タツプおよび(1)タツプにおける変調信号の相
対位相量に換算して表わすと次式により与えられ
る。

（−１）タツプ：e^j〓〓¹＝e^j(2k〓⁺〓〓^-1) ＝e^j〓〓^-1 (1)タツプ：e^j〓〓²＝e^j(2k〓⁺〓〓¹⁾ ＝e^j〓〓¹ (2) 良く知られているように、トランスバーサル型
等化器においては、例えばZF法によるアルゴリ
ズムを適用する場合には、上記(2)式における
Δθ_-1およびΔθ₁は、それぞれ下記の制約条件下に
置かれることが必要不可欠である。

上記(3)式の条件が成立しない場合には、トラン
スバーサル型等化器を形成している制御系の極性
が正規化されず、特にΔθ_-1およびΔθ₁が±π／２の 近傍においては、入力変調信号における搬送波周
波数の変動にともなう遅延回路４および５におけ
る位相回転により、前記制御系の安定度が不調と
なり、等化器としての機能が全く損われる。この
対応策の一つとして、第２図に示される従来のト
ランスバーサル・フイルタにおいては、位相調整
用のケーブル１１，１２および１３を付与して、
前記遅延回路における位相回転にともなう制御系
における不安定性要因を回避している。

一般に入力変調信号における等価ベースバンド
信号をＤ（Ｄ＝D_P＋jD_Q）とすると、前述の（−
１）タツプ、主タツプおよび(1)タツプに対応す
る、それぞれの可変重み付け回路から出力される
重み付け変調信号は、(2)式を参照して次式によつ
て表わされる。

（−１）タツプ：Ｄ・C_-1・e^j(〓^t+〓〓^-1) ＝Ｄ・（r_-1＋jd_-1）・e^j(〓^t+〓〓^-1) 主タツプ：Ｄ・C₀・e^j〓^t＝Ｄ・r₀・e^j〓^t (1)タツプ：Ｄ・C₁・e^j(〓^t+〓〓¹⁾ ＝Ｄ・（r₁＋jd₁）・e^j(〓^t+〓〓¹⁾ (4) 上式において、C_-1、C₀およびC₁は、それぞれ
（−１）タツプ、主タツプおよび(1)タツプにおけ
るタツプ係数であり、上記(4)式において示されて
いるように、これらのタツプ係数は、それぞれ実
数部r_-1および虚数部d_-1、実数部r₀、実数部r₁お
よび虚数部d₁とにより形成されている。上記(4)式
において、Δθ_-1およびΔθ₁が、前述の(3)式の条件
に適合しない場合には、第２図に示されるよう
に、ケーブルを用いて（−１）タツプおよび(1)タ
ツプに対応する変調信号の位相を推移させ、(3)式
の条件に適合させてZF法によるアルゴリズムの
適用に対応させている。(4)式において、ケーブル
による位相推移量を、（−１）タツプおよび(1)タ
ツプについて、それぞれΔφ_-1およびΔφ₁とする
と、上記(4)式は次式のようになる。

（−１）タツプ：Ｄ・（r_-1＋jd_-1）・e^j(
〓^t+〓〓^-1-〓〓^-1) ＝r_-1・Ｄ・e^j(〓^t+〓〓^-1-〓〓^-1) ＋jd_-1・Ｄ・e^j(〓^t+〓〓^-1-〓〓^-1) 主タツプ ： r₀・Ｄ・e^j〓^t (1)タツプ：Ｄ・（r₁＋jd₁）・e^j(〓^t+〓〓^1-〓〓¹⁾ ＝r₁・Ｄ・e^j(〓^t+〓〓^1-〓〓¹⁾ ＋jd₁・Ｄ・e^j(〓^t+〓〓^1-〓〓¹⁾ (5) 上式(5)式より明らかなように、各タツプに対す
るタツプ係数の、それぞれの実数部（同相制御信
号と言う）と虚数部（直交制御信号と言う）とに
対応して、それぞれの可変重み付け回路を備える
ことにより、ケーブルを用いて位相補正のされる
トランスバーサル・フイルタが構成されることは
明らかである。第２図に示される前述の従来例の
トランスバーサル・フイルタは、その１構成例で
ある。

第４図ａ，ｂおよびｃに示されるのは、（−１）
タツプ、主タツプおよび(1)タツプに対応する変調
信号の相対位相を示すベクトル図である。第４図
ａはケーブルによる位相補正の無い状態における
ベクトル図で、明らかに（−１）タツプおよび(1)
タツプに対応する変調信号のベクトルは、共に、
第象限にあり、前記(3)式の条件には適合しな
い。第４図ｂは、ケーブルを付加して、(2)式に示
される条件に適合させた場合のベクトル図（前記
(5)式参照）で、第２図の従来例のトランスバーサ
ル・フイルタの場合に相当している。

しかしながら、上述のように遅延回路における
変調信号の搬送波の位相回転量を補正するため
に、ケーブルを付加する従来のトランスバーサ
ル・フイルタを備える自動等化器においては、本
来は付加する必要の無い余分のケーブルを、必須
構成要素として備える必要があり、しかも、その
ケーブル長の調整については、トランスバーサ
ル・フイルタの等化機能を損わない程度に短いも
のとする必要があり、そのケーブル長の調整工数
には、位相補正量の精度に関連して、多大の時間
を必要とするという欠点がある。

本発明の目的は上記の欠点を除去し、余分のケ
ーブルを用いることなく、トランスバーサル・フ
イルタの主タツプを除く各タツプの内の、特定の
タツプに対応するタツプ係数の複素位相角を制御
調整することにより、極めて簡易にZF法による
アルゴリズムの適用を可能とする、性能上および
経済上の両面において著しく改善される自動等化
器を提供することにある。

本発明の自動等化器は、変調速度のほぼ逆数に
等価な遅延時間を有する2N（Ｎは正の整数）個の
遅延回路により形成され、中間周波数帯の直交振
幅変調信号の波形歪を等化する〔2N＋１〕タツ
プ中間周波数帯トランスバーサル・フイルタを備
える自動等価器において、前記トランスバーサ
ル・フイルタの主タツプにおける中間周波数変調
信号の位相θ₀（０≦θ₀＜2π）と、この主タツプを
除く他の2N個のタツプにおけるそれぞれの中間
周波変調信号の位相θ_o（０≦θ_o＜2π；ｎ＝−Ｎ、−
Ｎ＋１、…、−１、１、…、Ｎ−１、Ｎ）との位
相差をΔθ_o＝θ_o−θ₀とするとき、前記Δθ_oが±
π／２を超えてΔθ_n（ｍはｎに含まれる特定数）
として規定される特定のタツプに対応するタツプ
係数の複素位相角を制御調整するために、前記特
定のタツプの同相側および直交側の各可変重み付
け回路に対する位相調整のための同相制御信号の
入力成分_nおよび直交制御信号の入力成分_nを、
前記同相制御信号および直交制御信号の調整前に
おける各入力成分をそれぞれr_nおよびd_nとして、 １ π／２≦Δθ_n＜3π／４のとき：_n ＝d_n、_n＝−r_n ２ 3π／４≦Δθ_n≦5π／４のとき：_n ＝−r_n、_n＝−d_n ３ 5π／４＜Δθ_n≦3π／２のとき：_n ＝−d_n、_n＝r_n の各条件に適合するように設定して構成される。

また、前記特定のタツプに対応するタツプ係数
の複素位相角を制御調整するために、前記特定の
タツプの同相側および直交側の各可変重み付け回
路に対する位相調整のための同相制御信号の入力
成分_nおよび直交制御信号の入力成分_nを、前記
同相制御信号および直交制御信号の調整前におけ
る各入力成分をそれぞれr_nおよびd_nとして、 １ π／２≦Δθ_n＜3π／４のとき：_n ＝−r_n、_n＝d_n ２ 5π／４＜Δθ_n≦3π／２のとき：_n ＝r_n、_n＝−d_n の各条件に適合するように設定するとともに、同
相側の可変重み付け回路から出力される中間周波
変調信号を直交側の中間周波変調信号に置換して
出力し、直交側の可変重み付け回路から出力され
る中間周波変調信号を同相側の中間周波変調信号
に置換して出力するように構成してもよい。

以下、本発明について図面を参照して詳細に説
明する。

第３図は本発明の一実施例に備えられるトラン
スバーサル・フイルタの主要部を示すブロツク図
である。第３図に示されるように、本発明に備え
られるトランスバーサル・フイルタは、遅延回路
１７および１８と、（−１）タツプに対応する同
相側の可変重み付け回路１９および直交側の可変
重み付け回路２０と、主タツプに対応する同相側
の可変重み付け回路２１と、(1)タツプに対応する
同相側の可変重み付け回路２２および直交側の可
変重み付け回路２３と、同相側の加算回路２４
と、直交側の加算回路２５と、直交結合回路２６
とを備えている。この一実施例は、前述の従来例
の自動等化器の場合と同様に、トランスバーサ
ル・フイルタが２個の遅延回路により形成される
場合に相当しており、その従来例と異なる構成上
の主要点は、本実施例においては遅延回路におけ
る位相回転に対する、前述の位相補正用のケーブ
ルを全く使用していないことである。

２個の遅延回路により形成されるトランスバー
サル型等化器において、当該等化器が有効に機能
するためには、前記(3)式の条件が必要不可欠であ
ることは前述したとうりである。従来例において
は、(3)式に適合しないタツプが存在する場合に
は、前述のように位相補正用のケーブルを使用し
て対策している。本発明においては、ケーブルの
代りに、対応すべき特定のタツプのタツプ係数の
複素位相角を制御する位相調整手段を備えている
ところに特徴がある。この位相調整手段によるタ
ツプ係数C_-1およびC₁に対する位相補正量を、そ
れぞれθ_a(-1)およびθ_a(1)とし、この位相補正量に対
する各タツプ係数に対する位相推移係数を、それ
ぞれe^j〓^a(-1)およびe^jQa(1)とすると、次式が得られ
る。

（−１）タツプ：Ｄ・（r_-1＋jd_-1）・e
^j(〓^t+〓〓^-1)・e^j〓^a(-1) ＝Ｄ・r_-1・e^j(〓^t+〓〓^-1)・e^j〓^a(-1) ＋jD・d_-1・e^j(〓^t+〓〓^-1)・e^j〓^a(-1) ＋jD・d_-1・e^j(〓^t+〓〓^-1)・e^j〓^a(-1) (1)タツプ：Ｄ・（r₁＋jd₁）・e^j(〓^t-〓〓¹⁾・e^j〓^a(1
) ＝Ｄ・r₁・e^j(〓^t-〓〓¹⁾・e^j〓^a(1) ＋jD・d₁・e^j(〓^t-〓〓¹⁾・e^j〓^a(1) (6) 上記(6)式より明らかなように、前述の従来例に
見られるような変調信号の搬送波に対する位相補
正の代りに、タツプ係数に対する位相制御操作に
よつても、同等の位相補正を行うことが可能であ
る。この原理は、本発明の主要事項である。

今、前記位相調整手段による（−１）タツプお
よび(1)タツプに対する位相補正量θ_a(-1)およびθ_a(1)
を共に−π／２とし、上記(6)式において、θ_a(-1)
＝θ_a(1)＝−π／２とすると、次式が得られる。

（−１）タツプ：Ｄ・（r_-1＋jd_-1）
・e^j(〓^t+〓〓^-1)・（−ｊ） ＝Ｄ・d_-1・e^j(〓^t+〓〓^-1) −jD・r_-1・e^j(〓^t+〓〓^-1) −jD・r_-1・e^j(〓^t+〓〓^-1) (1)タツプ：Ｄ・（r₁＋jd₁）・e^j(〓^t+〓〓¹⁾・（−ｊ
） ＝Ｄ・d₁・e^j(〓^t+〓〓¹⁾ −jD・r₁・e^j(〓^t+〓〓¹⁾ (7) 同様に、上記(6)において、（−１）タツプおよ
び(1)タツプのそれぞれについて、θ_a（−１）およ
びθ_a(1)をそれぞれπ／２およびπとした場合の重み 付け変調信号は下記の(8)および(9)式によつて与え
られる。

従つて、（−１）タツプおよび(1)タツプに対応
する位相変移量Δθ_-1およびΔθ₁に対して、上記の
θ_a(-1)およびθ_a(1)を、適宜±π／２およびπのいず
れ かに設定して組合せることにより、（−１）のタ
ツプおよび(1)タツプにおける、重み付け変調信号
の位相を、π／２のステツプにおいて前記(3)式が成 立するように調整することが可能となる。なお、
θ_a(-1)とθ_a(1)との組合せについては、明らかに下記
のとおりである。

第４図ａおよびｃは、上記の(7)式による場合を
参照して、前記(3)式に示されるZF法によるアル
ゴリズム適用条件に適合させている一例のベクト
ル図を示し、第４図ａにおいて、それぞれ第象
限にある（−１）タツプおよび(1)タツプの変調信
号は、第４図ｃに示されるように、それぞれ−
π／２だけ位相推移され、それぞれ第象限に介在 する重み付け変調信号となる。この結果、これら
の重み付け変調信号が、上記アルゴリズム適用条
件に適合することは明らかである。

前述の第３図に示される本発明の一実施例は、
上記の(7)式を参照して、（−１）タツプおよび(1)
タツプにおける変調信号の搬送波の位相回転を補
正する場合に相当しており、第２図に示される従
来例との相異点は、主要構成要素上の点について
は、前述のようにケーブルが含まれていないこと
であるが、他方において、（−１）タツプおよび
(1)タツプに対応する可変重み付け回路１９，２０
および２２，２３の、それぞれに対する制御信号
についても大きな相異点が見られる。すなわち、
第３図の本発明の一実施例においては、端子１１
１から入力される（−１）タツプの同相側の可変
重み付け回路１９に対する同相制御信号はd_-1で
あり、端子１１２から入力される（−１）タツプ
の直交側の可変重み付け回路２０に対する直交制
御信号は−r_-1である。また、端子１１４から入
力される(1)タツプの同相側の可変重み付け回路２
２に対する同相制御信号はd₁であり、端子１１５
から入力される(1)タツプの直交側の可変重み付け
回路２３に対する直交制御信号は−r₁である。こ
のことは、前記(7)式を参照することにより極めて
自明のことである。以上を整理すると、位相角調
整の対象となる特定のタツプに対応するタツプ係
数の複素位相角を調整するために、前記特定のタ
ツプの同相側および直交側の各可変重み付け回路
に対する位相調整のための同相制御信号の入力成
分_nおよび直交制御信号の入力成分_nを、前記同
相制御信号および直交制御信号の調整前における
各入力成分をそれぞれr_nおよびd_nとして、 １ π／２≦Δθ_n＜3π／４のとき：_n ＝d_n、_n＝−r_n ２ 3π／４≦Δθ_n≦5π／４のとき：_n ＝−r_n、_n＝−d_n ３ 5π／４＜Δθ_n≦3π／２のとき：_n ＝−d_n、_n＝r_n の各条件のいずれかに適合するように設定するこ
とにより、位相調整後における前記特定タツプに
おける位相差Δθ_nは、常に±π／２以内に収まる
ように調整され、トランスバーサル・フイルタに
よる波形歪等化作用は常時安定に作動するように
なる。勿論、同相側制御信号と直交側制御信号の
入換え操作は、制御信号をそのまま従来通りに、
可変重み付け回路に接続し、同相側、直交側重み
付け回路の出力を、夫々、直交側、同相側の信号
合成回路に互いに、入換えて接続するのと等価で
ある。第３図の本発明の一実施例の動作について
は、前記ケーブルの介在による作用および前述の
可変重み付け回路１９，２０，２２および２３に
対する制御信号以外は全く同等であり、（−１）
タツプの同相側の可変重み付け回路１９の重み付
け変調信号出力S_-1′（S_-1′＝Ｄ・d_-1・e^j(〓^t+〓〓^-1
)）
と主タツプの同相側の可変重み付け回路２１の重
み付け変調信号出力S′₀（S′₀＝Ｄ・d₀・e^j〓^t）と、
(1)タツプの同相側の可変重み付け回路２２の重み
付け変調信号出力S′₁（S′₁＝Ｄ・d₁・e^j(〓^t-〓〓¹⁾
）と
は、加算回路２４において加算されて変調信号S_r
として出力され、また、他方（−１）タツプの直
交側の可変重み付け回路２０の重み付け変調信号
出力S_-1″（S″_-1＝−Ｄ・r_-1・e^j(〓^t+〓〓^-1)）と、(
1)タ
ツプの直交側の可変重み付け回路２３の重み付け
変調信号出力S″₁（S″₁＝−Ｄ・r₁・e^j(〓^t-〓〓¹⁾）
と
は、加算回路２５において加算されて変調信号S_i
として出力される。これらの変調信号S_rおよびS_i
は、直交結合回路２６においてS_r＋jS_iの形で結
合され、符号間干渉の除去された変調信号Ｓとし
て、端子１１６を介して出力される。

以上詳細に説明したように、本発明は、トラン
スバーサル・フイルタを備える自動等化器におい
て、前記トランスバーサル・フイルタにおける、
特定のタツプのタツプ係数の複素位相角を制御調
整することにより、極めて簡易にZF法によるア
ルゴリズムに適用を可能とし、その性能、および
調整工数に関連する経済性の両面において著しく
改善されるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の対象とする自動等化器の概念
ブロツク図、第２図は従来例の自動等化器に備え
られるトランスバーサル・フイルタの主要部を示
すブロツク図、第３図は本発明の一実施例に備え
られるトランスバーサル・フイルタの主要部を示
すブロツク図、第４図ａ，ｂおよびｃは、それぞ
れ各タツプに対応する変調信号のベクトル図であ
る。図において、１……トランスバーサル・フイ
ルタ、２……制御信号発生手段、３……復調手
段、４，５，１７，１８……遅延回路、６，７，
８，９，１０，１９，２０，２１，２２，２３…
…可変重み付け回路、１１，１２，１３……ケー
ブル、１４，１５，２４，２５……加算回路、１
６，２６……直交結合回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 変調速度のほぼ逆数に等価な遅延時間を有す
   る2N（Ｎは正の整数）個の遅延回路により形成さ
   れ、中間周波数帯の直交振幅変調信号の波形歪を
   等化する〔2N＋１〕タツプ中間周波数帯トラン
   スバーサル・フイルタを備える自動等化器におい
   て、前記トランスバーサル・フイルタの主タツプ
   における中間周波数変調信号の位相θ₀（０≦θ₀＜
   2π）と、この主タツプを除く他の2N個のタツプ
   におけるそれぞれの中間周波変調信号の位相θ_o
   （０≦θ_o＜2π；ｎ＝−Ｎ、−Ｎ＋１、…、−１、１、
   …、Ｎ−１、Ｎ）との位相差をΔθ_o＝θ_o−θ₀とす
   るとき、前記Δθ_oが±π／２を超えてΔθ_n（ｍはｎ
   に含まれる特定数）として規定される特定のタツ
   プに対応するタツプ係数の複素位相角を制御調整
   するために、前記特定のタツプの同相側および直
   交側の各可変重み付け回路に対する位相調整のた
   めの同相制御信号の入力成分_nおよび直交制御信
   号の入力成分_nを、前記同相制御信号および直
   交制御信号の調整前における各入力成分をそれぞ
   れr_nおよびd_nとして、 １ π／２≦Δθ_n＜3π／４のとき：_n ＝d_n、_n＝−r_n ２ 3π／４≦Δθ_n≦5π／４のとき：_n ＝−r_n、_n＝−d_n ３ 5π／４＜Δθ_n≦3π／２のとき：_n ＝−d_n、_n＝r_n の各条件に適合するように設定することを特徴と
   する自動等化器。 ２ 前記特定のタツプに対応するタツプ係数の複
   素位相角を制御調整するために、前記特定のタツ
   プの同相側および直交側の各可変重み付け回路に
   対する位相調整のための同相制御信号の入力成分
   r_nおよび直交制御信号の入力成分_nを、前記同相
   制御信号および直交制御信号の調整前における各
   入力成分をそれぞれr_nおよびd_nとして、 １ π／２≦Δθ_n＜3π／４のとき：_n ＝−r_n、_n＝d_n ２ 5π／４＜Δθ_n≦3π／２のとき：_n ＝r_n、_n＝−d_n の各条件に適合するように設定するとともに、同
   相側の可変重み付け回路から出力される中間周波
   変調信号を直交側の中間周波変調信号に置換して
   出力し、直交側の可変重み付け回路から出力され
   る中間周波変調信号を同相側の中間周波変調信号
   に置換して出力することを特徴とする特許請求の
   範囲第１項記載の自動等化器。