JPS584506B2 - クロック制御システム - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、伝送媒体を介して送られてくるデータを受信
する装置に関し、更に具体的に言えば、伝送中に生ずる
ひずみを補正するための自動適応型等化器を使用するデ
ータ受信装置における同期化装置に関するものである。

なお、「同期化」という用語は、データ信号の有意点、
即ち、信号が但持している情報を最も良好に検出するこ
とができるような時点を出来るだけ正確に決定するよう
にクロツクを調整することを意味する。

同期化に関する問題は、以前から検討されており、現在
最も広く使用されている技法の場合、送信側においてデ
ータ送信速度を定めるように用いられるクロツク信号の
周波数と同じ周波数を有するクロツク信号を生ずるクロ
ック信号発生器を受信側に設け、データの送信前及び送
信中に送られる信号によってクロツク借号発生器の出力
の周波数及び位相を正しく調整することが行なわれる。

この調整は、独立した複数のヤペレーションにより実施
される。

まず最初、第１のデータの伝送前に、受信クロツクの位
相に関する初期設定が行なわれ、次に、各データの伝送
前に、クロックの位相に関する再同期化が行なわれ、最
後、に、データの伝送中に、受信信号から抽出される情
報に基づいてクロツクの相次ぐ修正が行なわれる。

この最後の修正オペレーションが最も微妙である。

本発明は、この修正オペレーションに関するものである
。

従来、比較的低速度で信号が伝送される場合、若しくは
適応型等化器を使用する必要がないほど伝送中のひずみ
が少ない場合には、この問題は解決されている。

最近は、増々高速度で伝送を行なう傾向にあり、この場
合には、等化器が必要である。

これらの等化器は、その出力端に生ずる誤差信号に応じ
て伝達関数が継続的に変えられるような特性を有する。

しかしながら、現在適用されている高速度の場合には、
受信データ信号から直接、クロツクの修正に必要な情報
を抽出できないほどのひずみが生じてしまうのである。

この様な事に関して従来提案されている解決策の１つは
、データ信号からではなく、データ信号に重ねられた信
号からクロック制御情報を得るものである。

例えば、フランス国特許出願第７１２００９７号は、こ
の技術を位相変調方式の伝送に適用して、位相変調信号
に弱い振幅変調をかける様式のものを示している。

しかしながら、この技術も付加的な雑音源を導入するこ
と、及び間接的に伝送速度を制限するという欠点を有す
る。

それは、多位相及び多レベルの伝送については、この技
術を適用しえないということによる。

他の類似の技術は、データ信号の周波数スペクトルの両
側にスペクトルを有する２つのパイロット・トーンを送
って、それからクロツク情報を抽出するものである。

しかしながら、この場合も、伝送媒体の有効帯域幅は相
当制限される。

等化後のデータ信号からクロツク制御に必要な情報を抽
出することも提案されている。

この場合、信号が伝送中に少ししかひずまずかったのと
同じ状態が得られるので、通常の技術を用いることが可
能である。

但し、これは、適応型等化器を使用する場合には適用さ
れない。

適応型等化器−クロック回路の構成は、２つのサブ・シ
ステムから成るフィードバック・ループ回路であり、サ
ブ・システムは、等化信号からデータを検出するときに
生ずるエラーを少なくするように独立して同じ動作を行
なう。

この様なフィードバック・ループは、場合によっては、
不安定になり、又、安定状態においてさえも、等化器の
レベル及びクロツク制御回路のレベルの両方において充
分な補正を行なうのに必要な時間、即ち、応答時間は相
当延長される。

一方、この様なシステムは、デイジタル技法によるサン
プル信号に関して動作することが望まれる場合には重大
な欠点を有する。

適応型等化器（少なくとも最近のもの）は、補正機能を
発揮するのに、各変調時間毎に１つのサンプルしか必要
としない。

ところで、クロツク制御に必要な情報を得るには、等化
信号を良好に定めるために規定される各変調時間につき
幾つかのサンプルが必要である。

従って、等化器は、変調時間毎に、その機能を発揮する
のに必要とするよりも多くのサンプルについて動作しな
ければならない。

これによつて計算回路及び等化器の動作は一層複雑にな
る本発明の主たる目的は、適応型等化器の前に表いて伝
送媒体から受信するデータ信号を直接利用して受信機の
クロツクを制御するブロック制御システムを提供するこ
とである。

本発明の他の目的は、適応型等化器に対してフィードバ
ック・ループ接続ではなく縦続接続されそれによってシ
ステムの安定度を増し且つ全体のレスポンス時間を短縮
することのできる受信機同期クロツク制御システムを提
供することである。

本発明の更に他の目的は、制御のための全体的若しくは
部分的な情報をデータ信号に重ねることを要しない受信
機同期クロンク制御システムを提供することである。

本発明によるシステムにおいては、補正のために、伝送
モードに従って、伝送時に使用される信号エレメントの
エンベロープ、即ち基本的ベースバンド信号自体のエン
ベロープ示表わす標準信号が、受信データ信号及び検出
情報に基づいて形成される。

時間基準に関するこの標準信号の時間一位置情報は同期
エラー指示を生じ、これは受信クロツクの動作を調整す
るために利用される。

これから、図面を参照しながら本発明の実施例の説明を
行なうことにする。

第１図は、本発明の原理に従うてデータ受信機の概略的
構成を示すものである。

この受信機はフランス国特許出願第７３２６イ０４号に
示されているような型の等化器を有する。

又、これから説明する実施例に関して、使用碁れている
伝送モード、即ち変調方式は多レベル差動位相変調方式
であると仮定する。

この変調方式によると、データ情報は、所与の時点にお
ける伝送信号の振幅ρ及び位相φによって示される。

伝送信号はアナログ信号ｒ（ｆ）として受信機に受信さ
れて自動利得制御回路１を経た後、クロック３によって
定められる時点ｔｉにおいてサンプリング装置２により
標本化される。

データ伝送速度を１／Ｔ〔ボー〕とした場合、クロック
３によって定められるサンプリング周波数は、Ｍ／Ｔで
あり、これによって、時間Ｔ毎に集められる複数のサン
プルｒｉは信号ｒ （ｆ）を正しく規定するのに充分で
ある。

なお、Ｍは２以上の止整数であり、実施態様に応じて任
意に選定され名。

次に、サンプルｒｉは移相器４に与えられる。

移相器４は互い９０度の位相差のある２つの信号サンプ
ルｘｉ及びｘｉを生ずる。

この様な移相器の例は、前記フランス国特許出願第７
３ ２ ６ ４ ０４に示されているサンプルｘｉ及び
ｘｉは等化器５へ送られる。

等化信号のデカルト座標成分のサンプルｙｋ及びｙｋは
検出及び復号装置６へ送られる。

更に具体的に言えば、検出及び復号装置は、サンプリン
グ装置２のサンプリング周波数Ｍ／ＴのＭ分の１の周波
数を有するデータ・クロツク信号に従って動作する。

即ち、クロツク３は、内部で生ずるデータ・クロツク信
号の周波数のＭ倍の周波数を有するものをサンプリング
・パルスとしてサンプリング装置２に与えるのである。

等化器５もデータ・クロツク信号に従って動作する。

従って、時間Ｔ／Ｍ毎に生ずるサスプルｘｉ及びｘｉは
、全て等化器５に与えられるわけではなく、時間Ｔ毎に
１つの割合いで等化器５に与えられる様になっている。

なお、データ・クロツク信号によって定められる時点を
データ・クロツク時点Ｔｉと呼ぶことにする。

したがって、サンプリング装置２のためのサンプリング
時点ｔｉは、相次ぐデータ・クロック時点Ｔｉ間の時間
をＭ等分した時点である。

検出及び復号装置６はデカルト座標ｙｋ及びｙｋの極座
標ρｋ及びφｋへの変換により、データと次１の式で表
現される信号とを生ずる。

この２つの信号はクロック制御回路７へ送られる。

回路７は、サンプルｘｉ及びＸＩをも受取り、クロツク
３に対して、その動作を補正するための制御信号ＣＳを
与える。

第２図は第１図におけるクロック制御回路７の構成を詳
細に示している。

なお、第１図の等化器５も第２図において等化器８及び
９として附随的に示されている。

移相器４から各変調時間Ｔ当りＭ個得られるサンプルｘ
ｉは速度１／Ｔなる第２のサンプリング処理を受ける。

こうして１変調時間当り１個の割合で得られるサンプル
ｘｋはトランスバーサル等化器８へ送られる。

トランスバーサル等化器８は等化信号の成分のサンプル
ｙｋを生ずる。

同様に、サンプルｘｉも１／Ｔなる速度の第２のサンプ
リング処理を受け、こうして得られるサンプルｙｋがト
ランスバーサル等化器９において処理されることにより
、等化信号の他の成分のサンプルｙｋが得られる。

説明をわかりやすくするために、等化器８及ば９の遅延
線の長さは２ＮＴであると仮定する。

なおＮは正整数であるこのような等化器８及び９の動作
が第１図の等化器５の動作である。

サンプルｘｉはθなる遅延をもたらす遅延素子１０と２
τなる遅延をもたらす遅延素子１１とから成る遅延セク
ションにも与えられる。

遅延素子１１の両側にはタツプＰ１及びＰ２が設けられ
ている。

θの値は等化器８の基準タップ（メインタツプ）に関し
て２つのタツプＰ１及びＰ２が時間的にみて対称的にな
るように選択されている。

等化器８の基準タップが入力点Ａに関してＮＴだけ時間
差のある中央タップであるとするならば、θはＮＴ−τ
に等しく選定される。

従って、入力点Ａからみて、タツプＰ，はＮＴ−τだけ
の時間のずれがあり、タツプＰ２はＮＴ＋τだけの時間
のずれがある。

τの値は、Ｔよりも相当小さく選定される。

その理由については後述する。なお、１例としてτ＝Ｔ
／Ｍと定めるのが都合がよい。

同様に、サンプルｘｉは、θなる遅延をもたらす遅延素
子１２と２τなる遅延をもたらす遅延素子１３とから成
る遅延セクションに与えられる。

θ及びての値は遅延素子１０及び１１に関して定められ
るのと同じである。

又、タツプＰ３及びＰ４は、それぞれ、入力点ＢからＮ
Ｔ−τ及びＮＴ＋？だけ時間的にずわている。

タツプＰ１は２つの乗算器１４及び１５に接続されてい
る。

乗算器１４は検出及び復号装置６（第１図）から信号を
受取り、乗算器１５は信号一を受取る。

同様に、タツプＰ３は２つの乗算器１６及び１７に接続
されている。

乗算器１６は信号で埜ツを受取り、乗算器１７は信号゜
”φ゜を受取る。

乗算器１４及び１７の出力は加算器１８の十入力及び一
人力に別々に接続されている。

加算器１８の出力側には積分器（デイジタル技術の場合
、平均化回路）１９と二乗回路２０とが直列接続されて
いる。

一方、乗算器１５の出力は加算器２１の十入力に接続さ
れており、乗算器１６の出力は加算器２１のもう１つの
＋入力に接続されている。

加算器２１の出力側には積分器（若しくは平均化回路）
２２と二乗回路２３とが直列接続されている。

二乗回路２０及び２３の出力は加算器２４において加え
合わされる。

加算器２４の出力信号は標準信号を表わす曲線上の第１
の点の振幅ｄ１を示す（第３図参照）。

同様な回路構成によって、タツプＰ２及びＰ４における
信号から、この曲線の第２の点の振幅ｄ２を得ることが
可能である。

その回路構成はタツブＰ，及びＰ３における信号に関し
て開示したのと同じであるから、図面を簡単にするため
に省略してある。

情報エレメントｄ，は加算器２５の−入力に与えられ、
情報エレメントｄ２は加算器２５の＋入力に乃えられる
ので、結果的には、両者の差が値られる。

その差は、キヤリブレーション回路２６において適当に
補正された後、計数器２７の内容を変更するために用い
られる。

計数器２７はクロック回路の一部であり、クロツク回路
には該計数器に信号を馬える高周波発振器２８も含まれ
ている。

計数器２７は分周器として働き、この出力パルスはサン
プリング時点ｔｉを定める。

なお、検出及び復号装置６（第１図）のためのデータ・
クロック信号は、例えば周波数逓倍器によって計数器２
７の出力の周波数をＭ倍にすることによって得られるの
で、計数器の制御により、サンプリング・パルスのみな
らず、データ・クロック信号のタイミングも修正される
。

又、この様に高周波発振器２８の出力を計数器２Ｔで分
周して先ずサンプリング・パルスを生じ、これをＭ倍し
てデータ・クロツク信号を得るのではなく、先ず計数器
２７による分周によりデータ・クロツク信号を生じ、そ
れを更にＭ分の１に分周してサンプリングパルスを生ず
る様な構成をとることも可能である。

ここで今まで説明した回路の動作原理について述べるこ
とにする。

そのために、本例における多レベル差動位相変調方式に
関する幾つかの数式が思い起こされる。

まず、伝送線における信号が次の式によって示されるこ
とは良く知られていることである。

ｒ（ｔ））一Ｅ ｐｋ （ Ｓ （ ｔ ｋ Ｔ ）ｃ
ｏｓφｋ＋Ｓ（ｔ． −ｋＴ）Ｓｉｎφｋ） （
１）この式における種々の記号は次のような意味を有す
る。

Ｓ（ｔ）：ベースバンド信号ｇ（ｔ）による搬送波（角
周波数ｗｃ）の変調により得られる信号（エレメント）
。

即ち、Ｓ（ｔ）− ｇ（ｔ戸ＯＳｗｃｔ ０ｇ／ｔ）
： Ｓ（ｔ）の位相を９０度だけずらした信号。

即ち、Ｓ（ｔ）一ｇ（ｔ）ｓｉｎｗｃ ｔ ρｋ及びφ
ｋ：時刻ｋＴにおけるデータをコード化するために使用
される振幅及び位相の値。

これらの値は伝送に用いられる複数の不連続な値（ρＪ
）及び（φｊ）の集合から得られる。

（１）式は相次いで伝送される情報エレメントに対応す
る複数の信号が重なり合った結果の信号を示している。

これは符号間干渉といわれる現象を表わすものである。

等化器（例えば第２図の等化器８，９）の中央タップを
時間基準と仮定すると、このタップにおける信号ｒ（ｔ
）は、時間Ｔが割当てられている情報エレメントの伝送
に基づく信号のみならず、この情報エレメントの前後に
送られる情報エレメントに基づく干渉をも含む。

なお、（１）式において、ｋは−■から＋（３）まで変
化するか、又は伝送が２ｎ＋１情報エレメントを含むと
き、一ｎから＋ｎまで変化する。

移送器４は互いに９０度の位相差のある信号Ｘ（１）及
びｘ（ｔ）を信号ｒ（ｔ）に基づいて生ずる。

説明をわかりやすくするために、ｘ（ｔ）はｒ （ｔ）
に等しく、従ってｘ（１）はｒ（ｔ）の位相を９０度だ
けずらしたものであると仮定する。

同じ目的のために、信号ｒ（１）に関して行なわれるサ
ンプリング動作は考慮に入れないことにする。

即ち、これは数学的な理論に全く影響しないからである
。

従って、ｘ（ｔ）及びｘ（ｔ）は次の如く表現される。

ｘ（ｔ）一ζρｋ （ Ｓ Ｃ ｔ−ｋＴ ）ｃｏｓφ
ｋ＋Ｓ（ｔ−１（Ｔ）ｓｉｎφｋ ，ｌ
（２）ｘ（ｔ）一ぞρｋ（宮（ ｔ−ｋＴ ）ｃ
ｏｓφｋ−Ｓ（ｔ−ｋＴ）ｓｉｎφｋ 第２図を参照するに、乗算器１ ４ ． １ ７、加算
器１８、及び積分器１９は次の式で示される計算を行な
う。

これは、時間Ｔのｐ倍の時間にわたるタツプＰ１及びＰ
３における信号のコリレーション（ ｃｏｒｒ−ｅｌａ
ｔｉｏｎ ）の結果を表わすものである。

即ち、時間Ｔ毎に（ｘ（ｔ＋τ）〕及び（ｘ（ｔ±τ）
〕？、同じ時間中に検出されるデータとのコリレーショ
ンが行なわれる。

ここで注意すべきこさは、時間基準が等化器の中央タッ
プに固定されていることにより、φ０及びρ０の値は、
考察中の時間Ｔに従って可変であるということである。

このコリレーション動作について考察を進めると、（２
）式に従って信号ｘ （ｔ）を形成するエレメントの和
においてとコリ・レートされるエレメントはｋ＝ｏに対
応するもの、即ち考察中の時間Ｔが割当てられているエ
レメントであることがわかる。

Ｏでないｋの値に対応する他の全てのエレメント、即ち
前後の符号間干渉項は゜鵠些との・りレーションを示さ
ない。

従って、これらは（３）式で？定された平均値に関与し
ない。

同じ様な事がＸ（１）とーさのコリレーションについて
も当てはまる。

即ち、ｘ（ｔ）を形成するエレメントの和においてとコ
リレートされる唯一のエレメントはｋ＝０に対応するも
のであり、他の全てのエレメントはコリレートされず、
従って、（３）式で規定された平均値に開与しない。

斯して、（３）式は次のように置き換えられる。

各時間Ｔにおいてｋ＝ｏに対応するＸ（ｔ）の項各時間
Ｔにおいてｋ＝ｏに対応する↑（ｉ）の項これは計算の
結果は単にＳ（ｔ＋τ）で示される。

ここで述べた事柄は、乗算器１５，１６、加算器２１、
及び積分器２２から成り次の式で示される計算を行なう
コリレーション構成にも当てはまる。

この計算の結果はＳ（ｔ＋τ）で示される。

この値は積分器２２の出力において得られる。

Ｓ（ｔ＋τ）及び宮（ｔ＋τ）は それぞれ二乗回路２
０及び２３において二乗された後、加算器２４に与えら
れる。

加算器２４からは次の式で示される信号が生ずる。

ｄ１＝（Ｓ（ｔ＋τ））２＋（Ｓ（ｔ＋τ）〕２伝送さ
れる信号エレメントのエンベロープは通常次の式で示さ
れる。

Ｒ（ｔ）＝ （ Ｓ（ｔ） ） ２＋ Ｃ宮（ ｔ）
） ２従って、加算器２４の出力ｄ１は、伝送された信
号エレメントのエンベロープを二乗したものの時刻＋τ
における振幅を表わすことが知られる。

実際上、時刻＋τにおけるエンブロープの振幅自体は、
加算器２４の後に平方根計算回路を設けることによって
得られる。

しかしながら、本発明にとっては、エンベロープそれ自
体が得られるのか、あるいは、それを二乗したものが得
られるのかは、重要でない。

単に説明を簡単にするために、二乗エンベロープを表わ
す信号を標準信号と称しているのである。

タツプＰ２及びＰ４における信号を処理する回路（図示
せず）も同様に動作し、次の式で示されるように、時刻
−τにおける標準信号の振幅を表わす値が得られる。

ａ２＝（Ｓ（ｔ−τ））２＋（Ｓ（ｔ−τ）〕２第３図
は、前述の如く等化器の中央タップに設定された時間基
準の近くにおける標準信号の様子を概略的に示すもので
ある。

値ｄ１及びｄ２は、それぞれ、時刻十τ及び−τにおけ
る振幅に対応する。

受信信号が適正なサンプリング処理を受けているときに
は（受信クロツクが正しく調整されているとき）、等化
器の中央タップにおける信号がエンベロープ及びその二
乗の最大振幅点に対応することが観察されており、且つ
シミュレーションによって確認されている。

ところが、サンプリング処理が適正でないと、エンベ白
一プは等化器の中央タップに関してずれてしまう。

即ち、サンプリングのタイミングが早すぎると、エンベ
ロープは図示されている如く左ヘシフトし、逆にサンプ
リングのタイミングが遅すぎると、エンベローブは右ヘ
シフトする。

差ｄ２ｄ，Ｊｔ標準信号の極大点と等化器の中央タップ
との間の時間差△ｔに比例している。

差ｄ２−ｄ，は加算器２５において求められ、次の回路
２６において適当に補正された後、サンプリングパルス
の時点ｔｉを修正するために使用される。

修正動作は、通常の種々の態様で実施される。

ここでは、高周波発振器２８及びこれに従属して分周器
として働く計数器２７とから成るサンプリング・クロッ
クが使用される。

サンプリング時点、即ちクロック・パルス発生時点ｔｉ
は計数器２７の内容を強制的に変更することによって修
正される。

計数器の内容の強制的変更、即ちスキップは、λ（ｄ２
−ｄ，）で規定される。

λはキヤリプレーション係数であり、これは選択された
計数器の特徴、及び修正を行なうのに望まれる速度に依
存している。

λの値は、システムが発振しないように（即ち、λが大
きすぎないように）、且つ時間差を充分迅速になくすこ
とのできるように（即ち、λが小さすぎないように）、
選択されなければならない。

所与の適用例におけるλの最適値を選枠することは、こ
の種技術分野の専門家にとっては容易である。

この技術によって、サンプリング時点ｔｉを定めるクロ
ツクは、等化器の中央タップにより与えられる時間基準
に関して対照的な標準信条曲線の２つの点の振幅の差を
減ずる如くして、伝送中に継続して調節される。

以上、位相変調方式に適用した本発明の好適な実施例を
開示したが、本発明はこの特定の実施例に限られるもの
でないことはもちろんである。

好適な実施例に関する変更としては、標準信号の時間関
係を３以上の点によって限定することも可能である。

更に、２τなる遅延をもたらす遅延素子の中央にタップ
を設け、且つタツプＰ１及びＰ３について説明したよう
に回路をこれに割当てることによって、等化器の中央タ
ップに対応する基準時点における標準信号の振幅を考慮
に入れることも可能である。

同様に、基準時点の両側に追加のτ時間遅延素子を導入
することによってタップを増すこともできる。

いずれにせよ、標準信号の３以上の点が規定されるとき
には、クロツクを調節するための情報はこれらの点につ
いての重心と基準位置との間の隔りである。

逆に、単一の点だけを考慮に入れることも可能である。

この場合、その点は等化器の中央タップに対応する基準
時点における標準信号の振幅である。

この振幅を基準閾値と比較することに基づいて調節が行
なわれる。

しかしながら、好適な実施例は、前述の如く２つの点を
考慮に入れたものである。

即ち、この実施例は、回路の複雑さと、得られる精度と
の間の兼合いが最良のものである。

なお、この実施例において、等化器のメイン・タッ
プは等化器の中央に位置づけられているが、これは限定
的なものではない。

実際、或る種の伝送線においては、先行の符号間干渉よ
りも後続の符号間干渉のほうが重要であったり、あるい
は、その逆の場合もあるので、そのときには、メイン・
タップを等化器入力端近くに設定したり、あるいは入力
端より一層離して設定したりすることが行なわれる。

これは本発明の原理から逸脱するものではないことが明
らかである。

更に、調節基準として用いられる情報は、差ｄ２−ｄ，
として規定されたが、クロツク調節を行なう方法は種々
知られている。

開示したのは、そのうちの好適な１つにすぎない。

例えば、調節用情報の符号だけを考慮に入れる二者択一
動作を使用することも可能である。

この場合、２つの発振器か、又は２つの分周器を伴った
１つの発振器が用いられ、調整情報の符号に従って一方
の周波数から他方の周波数への切換が行なかれる。

コリレーション動作に関して、開示してある前述の（３
）及び（４）式に従った構成は最高コリレーション速度
をもたらすものである。

しかしながら、コリレーション速度を犠性にして、ｘ（
ｔ＋τ）及び、（ｔ＋ｒ）を゜゜゛φ゜（又は゜１゛φ
゜）だけとコリレートさせることによって、回路を単純
化することも可能である。

その場合、前述の（３）式及び（４）式の代りに次の式
が用いられる。

即ち、ｘ（ｔ＋τ）及びｘ（ｔ＋τ）を前記の（２）式
で規定される完全な表現に置き換え、且つ０平均値をも
つものとしてｋ＼０に対応する項を考慮すると次の式が
得られる。

ｓｉｎφ０及びＣＯＳφ０の項のｐＴ時間における平均
値は０である（φ０が０から２πまで一様に分布した値
の集合であることによる）。

一方、ＣＯＳ２φ０の項の平均値は１である。

従って、（３ｙ式は一Ｓ（ｔ＋τ）に対応し、（４）式
は２ Ｓ （ ｔ＋τ）に対応する。

係数百を除いて、原理は不変であるから、コリレーショ
ン結果は開示したシステムにおいて得られるのと同じで
あり、そのシステムに関する説明がそのまま適用される
。

別の方法はＸ（１）を一及び一とコリレートさせるもの
である。

この場合、ｘ（ｔ）はクロツクの調整に使用されない。

以上の様に、本発明を例示するための特定の実施例は何
ら制限を課するものでないことが明らかである。

本発明は受信機に等化器が存在しない場合においても適
用可能である。

その場合の時間基準は、データ検出時点である。

この場合、提案した技法は他の従来の技法よりも良好で
あるとは思われないけれど、本発明をその技法に適用し
うることには変りがない。

更に、等化器が使用されている場合、その型はどのよう
なものであってもよいのである。

例えば、位相変調方式に関して、フランス国特許出願第
７２１５５７８号に示されている如き等化器、即ち、伝
送線から受入れる信号ｒ（ｔ）に直接作用し且つ変調周
期Ｔより長い基本遅延をもたらす遅延素子を用いる等化
器を用いるときには、ｒ（ｔ±τ）を一及びーとコリレ
ートさせることによってＳ（ｔ±τ）及びＳ（ｔ±τ）
が得られる。

他の方法は、信号ｒ （ｔ）から信号↑（１）を形成し
て、これを開示したシステムに与えるものである。

この場合、等化器遅延線において用いられる基本遅延が
Ｔに比して充分小であるならば、信号ｒ（ｔ−τ）及び
ｒ（ｔ＋τ）は遅延線から直接得られる。

同様に、本発明を振幅変調に適用するときには、所与の
変調時間中に検出されるデータ情報ε０は信号ｒ（ｔ−
τ）及びｒ（ｔ＋τ）とこれらのベースバードへの復調
の後コリレートされる。

そして、形成される標準信号は、もはや、伝送された信
号エレメント（若しくは、それを二乗したもの）ではな
く、ベースバンド信号である。

しかしながら、本発明の原理は同様に適用される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による受信機の構成を示す図、第２図は
本発明の特定の実施例に含まれる回路を示す図、第３図
は実施例におけるコリレーションの結果の標準信号を示
す図である。 第１図において、１・・・・・・自動利得制御回路、２
・・・・・・サンプリング装置、３・・・・・・クロツ
ク、４・・・・・・移相器、５・・・・・・等化器、６
・・・・・・検出復号回路、７・・・・・・クロツク制
御回路。 第２図において、８，９・・・・・・等化器、１０，１
′１ ，１２．１３・・・・・・遅延素子、１４，１５
，１６，１７・・・・・・乗算器、１８，２１・・・・
・・加算器、１９．２２・・・・・・積分器、２０，２
３・・・・・・二乗回路、２４．２５・・・・・・加算
器、２６・・・・・・キヤリプレーション回路、２７・
・・・・・計数器、２８・・・・・・発振器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 角周波数ｗｃを有する搬送波の振幅ρｋ及び位相φ
   ｋの少なくとも一方が時間Ｔ毎にデータに応じて定めら
   れたデータ信号であって、ベースバンド信号をｇ（ｔ）
   で表わし、且つｇ（ｔ）ｃｏｓ ｗｃｔ＝Ｓ（ｔ）
   ， ｇ（ｔ）ｓｉｎ ｗｃｔ Ｊｔ）とするとき、ｒ
   （ ｔ）＝Ｅｐｋ （．Ｓ （ ｔ−ｋＴ ）ｃｏｓ
   φｋ＋Ｓ （ ｔ −ｋＴ ）ｓｉｎφｋ〕で表わされ
   るデータ信号を、帯域幅に制限があることにより信号を
   ひずませる特性を有する伝送媒体を介して受信し、１／
   Ｔの周波数を有するデータ・クロツク信号によって定め
   られるデータ・クロック時点Ｔｉ毎に上記データ信号の
   サンプルに応じて上記振幅及び位相の値を求め、それに
   基いて元のデータを再生する受信装置のために、上記デ
   ータ・クロツク信号を制御するシステムであって、 上記データ・クロツク信号に関連していてＭ／Ｔ−１／
   τの周波数（Ｍは２以上の正整数）を有するサンプリン
   グ信号に従って上記データ信号のサンプリングを行って
   サンプル信号を相次いで生じる手段と、 上記サンプル信号に応じて互いに９０度の位相差のある
   第１系列のサンプル信号と第２系列のサンプル信号を並
   列的に生じる手段と、 上記第１系列のサンプル信号及び第２系列のサンプル信
   号から時点Ｔｉ毎の上記データ信号の振幅値ρ０及び位
   相値φ０を求め、それを用いてｓｉｎφ０／ρ０を表わ
   す第１信号及びＣＯＳφ０／ρ０を表わす第２信号を生
   じる手段と、 上記第１系列のサンプル信号を受け取り、それらを所定
   時間だけ遅延させたものを第１タップに生じ且つ上記所
   定時間より更に時間２τだけ遅延させたものを第２タッ
   プに生じる第１遅延手段と、上記第２系列のサンプル信
   号を受け取り、それらを上記所定時間だけ遅延させたも
   のを第３タップに生じ且つ上記所定時間より更に時間２
   τだけ遅延させたものを第４タップに生じる第２遅延手
   段と、 上記第１信号及び第２信号と上記第１遅延手段の第１タ
   ップから生じる第１系列のサンプル信号及び上記第２遅
   延手段の第３タップから生じる第２系列のサンプル信号
   とのコリレーションによってＳ（ｔ＋τ）に対応する第
   ３信号及びＳ（ｔ＋τ）に対応する第４信号を並列的は
   生じる手段と、上記第１信号及び第２信号と上記第１遅
   延手段の第２タップから生じる第１系列のサンプル信号
   及び上記第２遅延手段の第４タップから生じる第２系列
   のサンプル信号とのコリレーションによってＳ−（，ｔ
   −τ）に対応する第５信号及びＳ（ｔ一τ）に対応する
   第６信号を生じる手段と、上記第３信号及び第４信号を
   用いて（Ｓ（ｔ＋τ））２＋（Ｓ（ｔナｌ）〕２を表わ
   す信号ｄ１を生じる手段と、 上記第５信号及び第６信号を用いて（Ｓ（ｔ−τ）〕２
   ＋〔Ｓ（ｔ一τ）〕２を表わす信号ｄ２を生じる手段と
   、 上記信号ｄ１と上記信号ｄ２との差を表わす差信号を生
   じる手段と、 上記差信号に応じて上記データ・クロツク信号の発生タ
   イミングを修正する手段と を有するこきを特徴とするクロツク制御システム。