JPS5852189B2 - デッカ航法用受信装置 - Google Patents
デッカ航法用受信装置Info
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- JPS5852189B2 JPS5852189B2 JP2173179A JP2173179A JPS5852189B2 JP S5852189 B2 JPS5852189 B2 JP S5852189B2 JP 2173179 A JP2173179 A JP 2173179A JP 2173179 A JP2173179 A JP 2173179A JP S5852189 B2 JPS5852189 B2 JP S5852189B2
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- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S1/00—Beacons or beacon systems transmitting signals having a characteristic or characteristics capable of being detected by non-directional receivers and defining directions, positions, or position lines fixed relatively to the beacon transmitters; Receivers co-operating therewith
- G01S1/02—Beacons or beacon systems transmitting signals having a characteristic or characteristics capable of being detected by non-directional receivers and defining directions, positions, or position lines fixed relatively to the beacon transmitters; Receivers co-operating therewith using radio waves
- G01S1/08—Systems for determining direction or position line
- G01S1/20—Systems for determining direction or position line using a comparison of transit time of synchronised signals transmitted from non-directional antennas or antenna systems spaced apart, i.e. path-difference systems
- G01S1/30—Systems for determining direction or position line using a comparison of transit time of synchronised signals transmitted from non-directional antennas or antenna systems spaced apart, i.e. path-difference systems the synchronised signals being continuous waves or intermittent trains of continuous waves, the intermittency not being for the purpose of determining direction or position line and the transit times being compared by measuring the phase difference
- G01S1/306—Analogous systems in which frequency-related signals (harmonics) are compared in phase, e.g. DECCA systems
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- Remote Sensing (AREA)
- Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、経済的な構成のデツカ航法用受信装置に関す
るものである。
るものである。
双曲線航法の一つとしてデツカ（Ｉ）ｅｃｅａ）航法が
知られており、１つの主局と赤、緑、紫と称する３つの
従局とにより１チエーンを構成し、基本周波数をｆとす
ると、主局は６ｆ、紫従局は５Ｌ赤従局は８ ｆ、緑従
局は９ｆの関係で周波数が割当てられ、各局の送信パタ
ーンは、マルチパルスと称する前記６ｆ 、５ｆ ｔ
ｓｆ 、９ｆ及び８，２ｆの５波を同時に送信して他局
は休止する時間と、各局の割当周波数をそれぞれ送信す
るノーマルパターンと称する時間とからなり、所定のタ
イムスケジュールにより各局の送信時間が定められてい
る。
知られており、１つの主局と赤、緑、紫と称する３つの
従局とにより１チエーンを構成し、基本周波数をｆとす
ると、主局は６ｆ、紫従局は５Ｌ赤従局は８ ｆ、緑従
局は９ｆの関係で周波数が割当てられ、各局の送信パタ
ーンは、マルチパルスと称する前記６ｆ 、５ｆ ｔ
ｓｆ 、９ｆ及び８，２ｆの５波を同時に送信して他局
は休止する時間と、各局の割当周波数をそれぞれ送信す
るノーマルパターンと称する時間とからなり、所定のタ
イムスケジュールにより各局の送信時間が定められてい
る。
前述の主局及び各従局からの送信電波を受信して、主局
からの受信信号と従局からの受信信号との位相比較によ
り受信現在位置の識別が行なわれるものであり、その受
信装置は、従来第１図に示す構成のものであった。
からの受信信号と従局からの受信信号との位相比較によ
り受信現在位置の識別が行なわれるものであり、その受
信装置は、従来第１図に示す構成のものであった。
同図に於いて、１はアンテナ、Ｓｌ、Ｓｌは切替スイッ
チ、２〜５は増幅回路、６〜９は混合回路、１０〜１３
，３０〜３５は逓倍回路、１４〜１７はろ波増幅回路、
１８〜２１．３６〜３８．４２は位相差検出回路、２２
〜２５．４４は電圧制御水晶発振器、２６は受信チェー
ン設定回路、２７は局部発振器、２８はシンセサイザ、
２９はパルス整形回路、３９〜４１は位相差表示器、４
３は電圧ホールド回路、４５は分周回路、４６は混合回
路、４７はパルス整形回路である。
チ、２〜５は増幅回路、６〜９は混合回路、１０〜１３
，３０〜３５は逓倍回路、１４〜１７はろ波増幅回路、
１８〜２１．３６〜３８．４２は位相差検出回路、２２
〜２５．４４は電圧制御水晶発振器、２６は受信チェー
ン設定回路、２７は局部発振器、２８はシンセサイザ、
２９はパルス整形回路、３９〜４１は位相差表示器、４
３は電圧ホールド回路、４５は分周回路、４６は混合回
路、４７はパルス整形回路である。
切替スイッチＳ１．Ｓｌは、受信動作時は図示の如く接
点ａに切替えられており、較正時に接点すに切替えられ
るもので、接点すに切替えられたときには、パルス整形
回路４７により矩形パルスに整形されたｆの周波数の信
号が各増幅回路２〜５に加えられる。
点ａに切替えられており、較正時に接点すに切替えられ
るもので、接点すに切替えられたときには、パルス整形
回路４７により矩形パルスに整形されたｆの周波数の信
号が各増幅回路２〜５に加えられる。
又、図示の如く接点ａに切替えられているときは、アン
テナ１で受信した信号が各増幅回路２〜５に加えられる
。
テナ１で受信した信号が各増幅回路２〜５に加えられる
。
各増幅回路２〜５は、それぞれ６ｆ、５ｆ、８ｆ。
９ｆを選択増幅して混合回路６〜９に加えるものである
。
。
通常、基本周波数ｆは１４１Ｇｌｚ帯であり、中間周波
数の基本周波数Ｆは１６ＫＨｚ帯に設定されている。
数の基本周波数Ｆは１６ＫＨｚ帯に設定されている。
又、局部発振器２７の出力の基本周波数を△とすると、
△＝ｆ＋Ｆの関係に選定されるもので、シンセサイザ２
８の出力周波数は受信チェーンに対応した局部発振基本
周波数△となり、パルス整形回路２９を介して逓倍回路
１０〜１３及び混合回路４６に加えられる。
△＝ｆ＋Ｆの関係に選定されるもので、シンセサイザ２
８の出力周波数は受信チェーンに対応した局部発振基本
周波数△となり、パルス整形回路２９を介して逓倍回路
１０〜１３及び混合回路４６に加えられる。
逓倍回路１０〜１３はそれぞれ６，５，８，９逓倍を行
なうもので、局部発振出力を逓倍して混合回路６〜９に
加え、混合回路６〜９により６ｆ２５ｆｔ８ｆ、９ｆの
受信信号は６Ｆ、５Ｆ、８Ｆ、９Ｆの中間周波数に変換
される。
なうもので、局部発振出力を逓倍して混合回路６〜９に
加え、混合回路６〜９により６ｆ２５ｆｔ８ｆ、９ｆの
受信信号は６Ｆ、５Ｆ、８Ｆ、９Ｆの中間周波数に変換
される。
各混合回路６〜９の出力はろ波増幅回路１４〜１７によ
り増幅されて位相差検出回路１８〜２１に加えられ、電
圧制御水晶発振器２２〜２５のそれぞれ６Ｆ、５Ｆ、８
Ｆ、９Ｆの発振出力との位相比較が行なわれ、ｐ波増幅
回路６Ｆ、５Ｆ、８Ｆ、９Ｆの受信中間周波信号位相に
電圧制御水晶発振器２２〜２５の発振出力位相が引込ま
れる。
り増幅されて位相差検出回路１８〜２１に加えられ、電
圧制御水晶発振器２２〜２５のそれぞれ６Ｆ、５Ｆ、８
Ｆ、９Ｆの発振出力との位相比較が行なわれ、ｐ波増幅
回路６Ｆ、５Ｆ、８Ｆ、９Ｆの受信中間周波信号位相に
電圧制御水晶発振器２２〜２５の発振出力位相が引込ま
れる。
電圧制御水晶発振器２２〜２５の発振出力は逓倍回路３
０〜３５により主局と各従局との中間周波数の最小公倍
数の周波数となるように逓倍され、位相差検出回路３６
〜３８により主局と各従局との間の位相差が検出されて
位相差表示器３９〜４１に表示される。
０〜３５により主局と各従局との中間周波数の最小公倍
数の周波数となるように逓倍され、位相差検出回路３６
〜３８により主局と各従局との間の位相差が検出されて
位相差表示器３９〜４１に表示される。
例えば、主局からの６ｆの受信信号と紫従局からの５（
ｆ＋θ）の受信信号とが、Δ±δ１の局部発振出力を逓
倍回路１０，１１により逓倍された６（Δ±δ１）５（
Δ±δ１）の信号により混合回路６，７で混合され、Ｆ
波増幅回路１４，１５に加えられるので、その出力信号
は６（Δ±δ１）−６ｆ＝６（Ｆ±δ１）及び５（Δ±
δ１）−５（ｆ＋θ）＝５（Ｆ±δ１）−５θとなる。
ｆ＋θ）の受信信号とが、Δ±δ１の局部発振出力を逓
倍回路１０，１１により逓倍された６（Δ±δ１）５（
Δ±δ１）の信号により混合回路６，７で混合され、Ｆ
波増幅回路１４，１５に加えられるので、その出力信号
は６（Δ±δ１）−６ｆ＝６（Ｆ±δ１）及び５（Δ±
δ１）−５（ｆ＋θ）＝５（Ｆ±δ１）−５θとなる。
又、電圧制御水晶発振器２２．２３は位相差検出回路１
８．１９の出力を制御電圧として加えられるので、それ
ぞれ６（Ｆ±δ１）及び５（Ｆ±δ１θ）となる。
８．１９の出力を制御電圧として加えられるので、それ
ぞれ６（Ｆ±δ１）及び５（Ｆ±δ１θ）となる。
電圧制御水晶発振器２２の発振出力は逓倍回路３０によ
り５逓倍されて３０（Ｆ＋δ１）となり、又電圧制御発
振器２３の発振出力は逓倍回路３１により６逓倍されて
３０（Ｆ±δ１−θ）となるので、位相差検出回路３６
の出力は３０θとなり、位相差表示器３９に位相差θが
表示される。
り５逓倍されて３０（Ｆ＋δ１）となり、又電圧制御発
振器２３の発振出力は逓倍回路３１により６逓倍されて
３０（Ｆ±δ１−θ）となるので、位相差検出回路３６
の出力は３０θとなり、位相差表示器３９に位相差θが
表示される。
位相差表示器の零較正を行なう場合は、切替スイッチＳ
１．Ｓ２が接点すに切替えられ、電圧制御水晶発振器４
４は電圧ホールド回路４３のホールド電圧を制御電圧と
して６（Ｆ±δ１）の周波数を出力し、分周回路４５に
より６分周されてＦ±δ１となり、Δ±δ１の局部発振
信号と混合回路４６により混合されてｆの信号となり、
パルス整形回路４７により矩形パルスに整形される。
１．Ｓ２が接点すに切替えられ、電圧制御水晶発振器４
４は電圧ホールド回路４３のホールド電圧を制御電圧と
して６（Ｆ±δ１）の周波数を出力し、分周回路４５に
より６分周されてＦ±δ１となり、Δ±δ１の局部発振
信号と混合回路４６により混合されてｆの信号となり、
パルス整形回路４７により矩形パルスに整形される。
この矩形パルスの高調波成分の６ｆ、５ｆが前述の如＜
６Ｆ、５Ｆに変換され、位相差検出回路３６には最小公
倍数の３０Ｆに逓倍されて加えられ、位相差か零である
ことにより位相差表示器３９の零調整を行なう。
６Ｆ、５Ｆに変換され、位相差検出回路３６には最小公
倍数の３０Ｆに逓倍されて加えられ、位相差か零である
ことにより位相差表示器３９の零調整を行なう。
ここで、第１図の回路をディジタル化することを考える
と、アナログの場合とほぼ等しい位相分解能を実現する
ためには、電圧制御発振器２２〜２５の発振周波数をア
ナログの場合に比較して、約１００倍程度（つまり６０
０Ｆ、５００Ｆ、８００Ｆ。
と、アナログの場合とほぼ等しい位相分解能を実現する
ためには、電圧制御発振器２２〜２５の発振周波数をア
ナログの場合に比較して、約１００倍程度（つまり６０
０Ｆ、５００Ｆ、８００Ｆ。
９００Ｆとする）高くする必要がある。
そして、その出力を１／１００分周して６Ｆ、５Ｆ、８
Ｆ。
Ｆ。
９Ｆとし、位相差検出回路１８〜２１に入力することに
なる。
なる。
ところが、電圧制御発振器２２〜２５の発振周波数が高
くなると、分周器位相差計測回路等を構成するのが困難
となる問題が生じる。
くなると、分周器位相差計測回路等を構成するのが困難
となる問題が生じる。
このため、基本周波数Ｆを従来（１６Ｋ）ｌｚ程度）を
１／１０〜１／１５程度に低くすることを考えた。
１／１０〜１／１５程度に低くすることを考えた。
この方法を用いれば、電圧制御発振器２２〜２５の発振
周波数が低くなり、分周器を構成するのが容易となる。
周波数が低くなり、分周器を構成するのが容易となる。
しかし、周波数を低くすると、今度は発振器の周波数変
動が大きくなる欠点が生じる。
動が大きくなる欠点が生じる。
このことを第１図における主局６ｆの部分を例にとって
説明する。
説明する。
第１図の例では、６ｆは８５ＫＩｌｚ、逓倍回路１０の
出力を１８５ＫＨｚとすると、混合回路６の出力は１８
２−８５＝９７ＫＨｚとなる。
出力を１８５ＫＨｚとすると、混合回路６の出力は１８
２−８５＝９７ＫＨｚとなる。
ここで局部発振器２７の出力変動率がｌＸｌ０−”であ
るとすると、逓倍器６の出力段では１８２×１ Ｘ １
０ ’＝０．１８２Ｈｚ変動する。
るとすると、逓倍器６の出力段では１８２×１ Ｘ １
０ ’＝０．１８２Ｈｚ変動する。
この変動は混合回路６の出力にそのまま表われるので、
混合回路６の出力における変動率は０．１８２／９７Ｘ
１０３＝１．８７Ｘ１０−６となる。
混合回路６の出力における変動率は０．１８２／９７Ｘ
１０３＝１．８７Ｘ１０−６となる。
次に基本周波数を約１／１０にするために、逓倍回路１
０の出力を９１ＫＨｚにすると、混合回路出力は、６Ｋ
Ｈ２となる。
０の出力を９１ＫＨｚにすると、混合回路出力は、６Ｋ
Ｈ２となる。
この場合も局部発振器出力の変動率がｌＸｌ０−５とす
ると、逓倍器１０の出力段では、９１ＸＩＸ１０−５＝
０．０９１Ｈｚ変動する。
ると、逓倍器１０の出力段では、９１ＸＩＸ１０−５＝
０．０９１Ｈｚ変動する。
従って混合回路６の出力段における変動率は、０．０９
１／６ Ｘ １０３＝ １．５２ Ｘ １０−５となり
、約１桁変動率が大きくなる。
１／６ Ｘ １０３＝ １．５２ Ｘ １０−５となり
、約１桁変動率が大きくなる。
本発明は、この様な欠点を除去し、デジタル化のため、
基本周波数を低くしても周波数変動の影響を小さくでき
るデツカ航法受信装置を提供することを目的とするもの
である。
基本周波数を低くしても周波数変動の影響を小さくでき
るデツカ航法受信装置を提供することを目的とするもの
である。
以下実施例について詳細に説明する。
第２図は本発明の実施例のブロック線図であり、第１図
と同一符号は同一部分を示し、１００は基準発振器、１
０１は第１分周チェーン回路、１０２〜１０４は位相ト
ラッキングフィルタ、１０５〜１０７は分周回路、１０
８〜１１０は位相差計測回路、１１１〜１１３は位相差
表示器、１１４〜１１７はろ波増幅回路、１１８〜１２
１は位相差検出回路、１２２は電圧制御水晶発振器、１
２８はシンセサイザ、１２９はパルス整形回路、１４８
は第２分周チェーン回路、１４９は局部発振器１２７の
出力と電圧制御水晶発振器１２２の出力を混合し、第２
分周チェーン回路１４８のクロック信号を得るための混
合回路である。
と同一符号は同一部分を示し、１００は基準発振器、１
０１は第１分周チェーン回路、１０２〜１０４は位相ト
ラッキングフィルタ、１０５〜１０７は分周回路、１０
８〜１１０は位相差計測回路、１１１〜１１３は位相差
表示器、１１４〜１１７はろ波増幅回路、１１８〜１２
１は位相差検出回路、１２２は電圧制御水晶発振器、１
２８はシンセサイザ、１２９はパルス整形回路、１４８
は第２分周チェーン回路、１４９は局部発振器１２７の
出力と電圧制御水晶発振器１２２の出力を混合し、第２
分周チェーン回路１４８のクロック信号を得るための混
合回路である。
電圧制御水晶発振器１２２は１個であり、位相差検出回
路１１８の出力は切替スイッチＳ２及び電圧ホールド回
路４３を介して制御電圧として電圧制御水晶発振器１２
２に加えられている。
路１１８の出力は切替スイッチＳ２及び電圧ホールド回
路４３を介して制御電圧として電圧制御水晶発振器１２
２に加えられている。
又、中間周波数は第１図に示す従来例の１ ／ ｎとし
、ｎは１０＝２０程度の値に選定される。
、ｎは１０＝２０程度の値に選定される。
又、基準発振器１００は水晶発振器等により横取され、
例えは３６０００Ｆ／ｎの発振周波数を有し、第１分周
チェーン回路１０１によりＦ ／ ｎ 、 １８００Ｆ
／ｎ 、 ２４００Ｆ／ｎ 。
例えは３６０００Ｆ／ｎの発振周波数を有し、第１分周
チェーン回路１０１によりＦ ／ ｎ 、 １８００Ｆ
／ｎ 、 ２４００Ｆ／ｎ 。
３０００ Ｆ ／ ｎの周波数に分周され、Ｆ ／ ｎ
は混合回路４６に、１８００ Ｆ／ ｎ 、 ２４００
Ｆ／ｎ 。
は混合回路４６に、１８００ Ｆ／ ｎ 、 ２４００
Ｆ／ｎ 。
３０００ Ｆ ／ ｎは各々位相差計測回路１１０，１
０９゜１０８に加えられている。
０９゜１０８に加えられている。
一方、混合回路１４９は局部発振器１２７と電圧制御水
晶発振器１２２の周波数差として例えば１４４０Ｆ／ｎ
を出力し、第２分周チェーン１４８により６Ｆ／ｎ、１
８Ｆ／ｎ。
晶発振器１２２の周波数差として例えば１４４０Ｆ／ｎ
を出力し、第２分周チェーン１４８により６Ｆ／ｎ、１
８Ｆ／ｎ。
２４Ｆ／ｎ、３０Ｆ／ｎ、７２Ｆ／ｎ、９６Ｆ／ｎ 。
１２０ Ｆ ／ ｎの周波数に分周され、それぞれ図に
示すように位相差検出回路１１８、位相差言ｆｌｌＪ回
路１０８〜１１０、位相トラッキングフィルタ１０２〜
１０４に加えられる。
示すように位相差検出回路１１８、位相差言ｆｌｌＪ回
路１０８〜１１０、位相トラッキングフィルタ１０２〜
１０４に加えられる。
ここで局部発振器１２７における周波数変動は中間周波
出力の周波数変化となって現われ、位相差検出回路１１
８より誤差出力を生じ、電圧制御水晶発振器１２２の出
力周波数を変化させる。
出力の周波数変化となって現われ、位相差検出回路１１
８より誤差出力を生じ、電圧制御水晶発振器１２２の出
力周波数を変化させる。
しかし、混合回路１４９で局部発振器１２７の出力と電
圧制御水晶発振器１２２の出力を混合し、差周波数出力
の分周出力（６Ｆ ／ ｎ ）を位相差検出回路１１８
に加えることにより、局部発振器１２７の周波数変動が
相殺される。
圧制御水晶発振器１２２の出力を混合し、差周波数出力
の分周出力（６Ｆ ／ ｎ ）を位相差検出回路１１８
に加えることにより、局部発振器１２７の周波数変動が
相殺される。
従って第２の分周チェーン回路１４８の分周比（１４４
０Ｆ／ｎ÷６Ｆ／ｎ）とシンセサイザ１２８における分
局比を６倍した数値が出来るだけ近い値となるように局
部発振器１２７および電圧制御水晶発振器１２２の発振
周波数を選定する必要がある。
０Ｆ／ｎ÷６Ｆ／ｎ）とシンセサイザ１２８における分
局比を６倍した数値が出来るだけ近い値となるように局
部発振器１２７および電圧制御水晶発振器１２２の発振
周波数を選定する必要がある。
増幅回路２〜５は従来例と同様に主局及び各従局からの
６ｆ、５ｆ、８ｆｔ９ｆの信号を選択増幅して混合回路
６〜９に加え、△の局部発振周波数が逓倍回路１０〜１
３によりそれぞれ６，５゜８．９逓倍され、混合回路６
〜９て混合されてろ波増幅回路１１４〜１１７で増幅さ
れ、６Ｆ／ｎ。
６ｆ、５ｆ、８ｆｔ９ｆの信号を選択増幅して混合回路
６〜９に加え、△の局部発振周波数が逓倍回路１０〜１
３によりそれぞれ６，５゜８．９逓倍され、混合回路６
〜９て混合されてろ波増幅回路１１４〜１１７で増幅さ
れ、６Ｆ／ｎ。
５Ｆ／ｎ 、８Ｆ／ｎ 、９Ｆ／ｎの中間周波数となっ
て位相差検出回路１１８〜１２１に加えられる。
て位相差検出回路１１８〜１２１に加えられる。
位相差検出回路１１８は主局中間周波信号（６Ｆ／ｎ）
と第２分周チェーン回路１４８の分周出力信号（６Ｆ
／ ｎ ）との位相比較を行ない、位相差出力によって
電圧制御水晶発振器１２２を制御し、電圧制御水晶発振
器１２２を受信周波数の位相に同期させる。
と第２分周チェーン回路１４８の分周出力信号（６Ｆ
／ ｎ ）との位相比較を行ない、位相差出力によって
電圧制御水晶発振器１２２を制御し、電圧制御水晶発振
器１２２を受信周波数の位相に同期させる。
又、紫従局中間周波信号（５Ｆ／ｎ）に対しては、分周
チェーン回路１４８の１２０Ｆ／ｎの分周出力信号をク
ロック信号として３０ Ｆ ／ ｎの比較周波数で動作
する位相トラッキングフィルタ（電圧制御移相器）１０
２の出力信号を分周回路１０５で６分周した５ Ｆ ／
ｎの信号と位相差検出回路１１９で位相比較し、その
位相差信号を位相トラッキングフィルタ１０２に加えて
、位相同期させる。
チェーン回路１４８の１２０Ｆ／ｎの分周出力信号をク
ロック信号として３０ Ｆ ／ ｎの比較周波数で動作
する位相トラッキングフィルタ（電圧制御移相器）１０
２の出力信号を分周回路１０５で６分周した５ Ｆ ／
ｎの信号と位相差検出回路１１９で位相比較し、その
位相差信号を位相トラッキングフィルタ１０２に加えて
、位相同期させる。
赤従局中間周波信号（８Ｆ／ｎ）及び緑従局中間周波信
号（９Ｆ／ｎ）に対しても同様に分周チェーン回路１４
８の９６Ｆ／ｎ、７２Ｆ／ｎの分周出力信号をクロック
信号として、２４Ｆ／ｎ 、１８Ｆ／ｎの比較周波数で
動作する位相トラッキングフィルタ１０３，１０４を位
相同期させる。
号（９Ｆ／ｎ）に対しても同様に分周チェーン回路１４
８の９６Ｆ／ｎ、７２Ｆ／ｎの分周出力信号をクロック
信号として、２４Ｆ／ｎ 、１８Ｆ／ｎの比較周波数で
動作する位相トラッキングフィルタ１０３，１０４を位
相同期させる。
位相差計測回路１０８〜１１０に於いては、第１分周チ
ェーン回路１０１の３０００ Ｆ ／ ｎ 。
ェーン回路１０１の３０００ Ｆ ／ ｎ 。
２４００Ｆ／ｎ、１８００Ｆ／ｎの分周出力信号をクロ
ック信号として、第２チェーン回路１４８の出力信号３
０Ｆ／ｎ 、２４Ｆ／ｎ、１８Ｆ／ｎと位相トラッキン
グフィルタ１０２，１０４の３０Ｆ／ｎ 、２４Ｆ／ｎ
、１８Ｆ／ｎの出力信号との位相差をディジタル的に
測定する。
ック信号として、第２チェーン回路１４８の出力信号３
０Ｆ／ｎ 、２４Ｆ／ｎ、１８Ｆ／ｎと位相トラッキン
グフィルタ１０２，１０４の３０Ｆ／ｎ 、２４Ｆ／ｎ
、１８Ｆ／ｎの出力信号との位相差をディジタル的に
測定する。
位相差計測出力は位相差表示器１１１〜１１３によりデ
ィジタル表示され、又図示しないデータ処理装置に加え
られる。
ィジタル表示され、又図示しないデータ処理装置に加え
られる。
位相トラッキングフィルタ１０２〜１０４は、例えばク
ロック信号を分周する分周器と、その分周出力を位相差
検出回路１１９〜１２１の出力で移相する移相器と、移
相量を検出して分周器の分周比（クロックパルスの挿脱
）を制御する回路とから構成することができるものであ
る。
ロック信号を分周する分周器と、その分周出力を位相差
検出回路１１９〜１２１の出力で移相する移相器と、移
相量を検出して分周器の分周比（クロックパルスの挿脱
）を制御する回路とから構成することができるものであ
る。
又、既に出願された特願昭５０−３６７５６号の発明に
示されている構成を採用することもできる。
示されている構成を採用することもできる。
又、第１分周チェーン回路１０１の分周出力信号Ｆ ／
ｎは混合回路４６に於いて△の局部発振信号と混合さ
れてずとなり、これを較正用信号とするものである。
ｎは混合回路４６に於いて△の局部発振信号と混合さ
れてずとなり、これを較正用信号とするものである。
以上説明したように、局部発振器１２７の出力は分周数
がほぼ等しいシンセサイザ１２８と第２分周チェーン１
４８を逓して位相差検出回路１１８の肉入力に加えられ
る結果、局部発振器１２７の発振周波数変動が位相差検
出回路で相殺されるようになるため、中間周波数を従来
例に比較して１ ／ ｎに低下させることが容易となる
。
がほぼ等しいシンセサイザ１２８と第２分周チェーン１
４８を逓して位相差検出回路１１８の肉入力に加えられ
る結果、局部発振器１２７の発振周波数変動が位相差検
出回路で相殺されるようになるため、中間周波数を従来
例に比較して１ ／ ｎに低下させることが容易となる
。
即ち、中間周波数を低下させても、従来例の如き周波数
安定度等の問題はないものとする。
安定度等の問題はないものとする。
このように中間周波数を低下し得ることにより、位相ト
ラッキングフィルタ１０２〜１０４や位相差計測回路１
０８〜１１０の動作周波数は総て数ＭＨｚ以下にできる
ことになり、従って集積回路化も容易となって、例えば
ＭＯ８型論理回路で構成することもできる。
ラッキングフィルタ１０２〜１０４や位相差計測回路１
０８〜１１０の動作周波数は総て数ＭＨｚ以下にできる
ことになり、従って集積回路化も容易となって、例えば
ＭＯ８型論理回路で構成することもできる。
又、位相差計測回路１０８〜１１０のクロック信号は比
較周波数の１００倍とした場合について説明しているが
、位相分解能を上げる為に更に周波数の高いクロック信
号を用いることもできる。
較周波数の１００倍とした場合について説明しているが
、位相分解能を上げる為に更に周波数の高いクロック信
号を用いることもできる。
第１図は従来の受信装置のブロック線図、第２図は本発
明の実施例のブロック線図である。 １はアンテナ、２〜５は増幅回路、６〜９゜４６．１４
９は混合回路、１０〜１３は逓倍回路、２６は受信チェ
ーン設定回路、１０５〜１０７は分周回路、１００は基
準発振器、１０１，１４８は第１及び第２分周チェーン
回路、１０２，１０４は位相トラッキングフィルタ、１
０８〜１１０は位相差計測回路、１１１〜１１３は位相
差表示器、１１４〜１１７はＦ波増幅器、１１８〜１２
１は位相差検出回路、１２２は電圧制御水晶発振器、１
２７は局部発振器、１２８はシンセサイザ、１２９はパ
ルス整形回路、Ｓｌ、Ｓｌは切替スイッチである。
明の実施例のブロック線図である。 １はアンテナ、２〜５は増幅回路、６〜９゜４６．１４
９は混合回路、１０〜１３は逓倍回路、２６は受信チェ
ーン設定回路、１０５〜１０７は分周回路、１００は基
準発振器、１０１，１４８は第１及び第２分周チェーン
回路、１０２，１０４は位相トラッキングフィルタ、１
０８〜１１０は位相差計測回路、１１１〜１１３は位相
差表示器、１１４〜１１７はＦ波増幅器、１１８〜１２
１は位相差検出回路、１２２は電圧制御水晶発振器、１
２７は局部発振器、１２８はシンセサイザ、１２９はパ
ルス整形回路、Ｓｌ、Ｓｌは切替スイッチである。
Claims (1)
- １ 電圧制御水晶発振器の出力と局部発振器の出力を混
合して得た信号を分周して、クロック信号、比較周波数
信号を出力する分周手段、該分局手段の出力信号と、主
局又は従局の倒れか１局からの受信信号の中間周波数信
号との位相比較出力により前記電圧制御水晶発振器を制
御する手段、前記局部発振器出力より前記主局及び従局
からの受信信号を中間周波数信号に変換する手段、前記
クロック信号により動作して、前記中間周波数信号に位
相同期する位相トラッキングフィルタ、前記比較周波数
信号と前記位相トラッキングフィルタの出力信号との位
相差を基準発振器の出力を分周して得たクロック信号に
よりディジクル的に計測する位相差計測回路とを備えた
ことを特徴とするデツカ航法用受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2173179A JPS5852189B2 (ja) | 1979-02-26 | 1979-02-26 | デッカ航法用受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2173179A JPS5852189B2 (ja) | 1979-02-26 | 1979-02-26 | デッカ航法用受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55113971A JPS55113971A (en) | 1980-09-02 |
| JPS5852189B2 true JPS5852189B2 (ja) | 1983-11-21 |
Family
ID=12063214
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2173179A Expired JPS5852189B2 (ja) | 1979-02-26 | 1979-02-26 | デッカ航法用受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5852189B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58115379A (ja) * | 1981-12-29 | 1983-07-09 | Fujitsu Ltd | 双曲線航法用位相同期形受信装置 |
-
1979
- 1979-02-26 JP JP2173179A patent/JPS5852189B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55113971A (en) | 1980-09-02 |
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