JPS585596B2 - インバ−タ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はインバータ回路並びに点弧方法に関するもので
あり、その目的とするところは、パルス巾モジュレーシ
ョン方式（以後ＰＷＭ方式と称すにより負荷電圧を制御
できると共に直流入力電圧が低い場合にも小容量の転流
コンデンサで確実に転流ができると共に、出力側短絡保
護並びに濾波の容易なインバータ回路を提供するにある
。

第１図は従来におけるインバータ回路である。

第１図においてＥは直流電源、Ｔｈ１〜Ｔｈ４はサイリ
スタ、Ｔはトランス、Ｆは濾波回路、１は負荷である。

第１図においてサイリスタＴｈ１〜Ｔｈ４に対しては図
示されていない転流回路が接続されているのでＴｈｌと
Ｔｈ２またはＴｈ３とＴｈ４は交互に点弧と消弧が繰返
される。

従ってサイリスタＴｈｌ〜Ｔｈ４の点弧を適当に行うと
、トランスＴの１次巻線に第２図に示す如き多数の矩形
波を発生せしめることができる。

この矩形波電圧の巾を変化せしめると図示平均値曲線ｖ
１の大きさが変化しインバータの出力電圧を制御するこ
とができる。

かかる電圧制御方式をＰＷＭ方式と称する。

曲線Ｖ１を正弦波に近づけることにより、正弦波電圧負
荷１に対して濾波回路Ｆを小さくすることができる特長
を有する。

しかし第１図に使用される転流コンデンサに充電される
電圧はほぼ直流電圧Ｅの電圧に等しいので直流電源Ｅが
低い電圧の場合においては転流コンデンサの容量を極め
て大きなものを必要とする欠点があった。

かかる欠点を解決するインバータとして第３図に示すイ
ンバータによりＰＷＭ方式を行うことが考えられ既に弊
社より実願昭５２−１４２５０３で実用新案登録出願中
である。

第３図のインバータにおいてＣ１は転流コンデンサ、Ｎ
１はトランスＴの１次巻線の中性点である。

第３図のインバータにおいては転流コンデンサＣ１に対
しては直流電源Ｅの約２倍の電圧に充電される結果、コ
ンデンサＣ１には十分な転流エネルギーが蓄えられるの
で、直流電源Ｅの電圧が低い場合も小容量のコンデンサ
で確実に転流を行い得る利点がある。

しかし第３図のインバータにおいては、ＰＷＭ方式とし
た場合、トランスＴの出力電圧は第４図に示す如き矩形
波となり、正の半波電圧期間にも負の矩形波が存在する
ので濾波回路Ｆが大きくなるとともに、負荷短絡時イン
バータの出力電圧を零に絞っても、トランスＴの出力側
には高調波電圧即ち半サイクル期間に巾がほぼ同一の正
の矩形波と負の矩形波が交互に繰返される状態になるの
で浦波回路Ｆの高調波に対するインピーダンスが小さい
と高調波短絡電流がかなり大きくなる欠点があつた。

本発明は第３図に示す如きインバータを２台し上組合せ
、各インバータの点弧を異らしめると世に前記インバー
タの出力側を直列に接続することにより、正の半波期間
には複数の正の矩形波のみを、また、負の半波期間には
複数の負の矩形波のみを発生する如くすることにより、
第１図および第３図のインバータにおける欠点をなくし
、ＰＷＭ方式により負荷電圧を制御できると共に直流入
丈電圧が低い場合にも、小容量の転流コンデンサて確実
に転流ができると共に出力側短絡保護並びに濾波の容易
なインバータ回路としだものである。

本発明によるインバータ回路の実施例回路を第５図に示
す。

第５図においてＣ２は転流コンデンサＴＩ，Ｔ２はトラ
ンス、Ｎｌ，Ｎ２はそれぞれトランスＴＩ，Ｔ２の１次
巻線の中性点、ＩＶｉ，Ｉｖ２は第３図に示すインバー
タと同様のインバータであって負荷の慣性電流を直流電
源側へ帰還せしめる帰還回路等を備えているが図示され
ていない。

インバータＩＶ１，ＩＶ２は共に直流電源Ｅの電圧を印
加されて、それぞれトランスＴ１およびＴ２の２次巻線
に交流電圧を発生する如く接続され、トランスＴＩ，Ｔ
２の２次巻線は互いに直列に接続されて、その出力を濾
波回路Ｆを介して負荷１に供給する如く接続される。

第５図においてトランスＴ１の出力電圧が第６図イにな
る如くサイリスタＴｈｌとＴｈ２を交互に点弧し、トラ
ンスＴ２の出力電圧が第６図口になる如くサイリスタＴ
ｈ３とＴｈ４を交互に点弧すると瀘波回路Ｆの入力側に
は第６図ハに示す如き電圧が印加される。

八に示す電圧は電圧イと口の和の電圧である。

ハに示す電圧波形は正の半波期間においては正の矩形電
圧波形のみが生じ、負の半波期間においては負の矩形電
圧波形のみが生ずる。

第６図八においてｖ３は矩形波の平均値曲線を示す、ま
た第５図において、トランスＴ１の出力電圧が第Ｔ図二
になる如くサイリスタＴｈｌとＴｈ２を交互に点弧し、
トランスＴ２の出力電圧が第１図ホになる如くサイリス
タＴｈ３とＴｈ４を交互に点弧すると、波形回路Ｆの入
力側には第７図へに示す電圧が印加されるへに示す電圧
は電圧二とホの和の電圧である。

第７図へにおいてｖ４は矩形波の平均値曲線を示す。

へに示す電圧波形においても正の半波期間においては正
の矩形電圧波形のみを生じ、負の半波期間においては負
の矩形電圧波形のみを生ずる。

かかるハ、へに示す電圧波形は同一出力電圧実効値にお
いて各矩形波の立上り、または立下り電圧値を第４図の
矩形波に比し１／２にすることができるから高調波電圧
の含有率を小さくできるので濾波回路Ｆを小さくするこ
とができる。

また、負荷短絡に際してはトランスＴ１の出力電圧波形
とＴ２の出力電圧波形を互いに逆相にすることによりＴ
１とＴ２の和の電圧を零とし負荷に流れる電流を基本波
は勿論、高調波電流をも零にすることができるので出力
側短絡保護を容易に行うことができる。

更にサイリスタの転流についても第３図と同様転流コン
デンサに直流電源Ｅの２倍の電圧に充電できるので小容
量のコンデンサでも転流ミスを生じ難い。

以上に説明した如く、本発明によるインバータ回路にお
いては正の半波期間には正の矩形波電圧のみを発生せし
め、負の半波期間には負の矩形波電圧を発生せしめるＰ
ＷＭ方式を採用できるので濾波が極めて容易となる。

直流入力電圧が低い場合にも小容量の転流コンデンサで
確実な転流ができ、かつ、負荷短絡時においても２台の
インバータの出力電圧位相を逆にして負荷電圧を零にな
し得るので短絡保護が容易である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来におけるインバータ回路図、第２図は第１
図における出力電圧波形説明図、第３図はサイリスタを
２個使用したインバータ回路図、第４図は第３図のイン
バータによりＰＷＭ方式制御を行った場合の出力電圧波
形説明図、第５図は本発明によるインバータ回路の実施
例回路図、第６図及び第１図は第５図における作用説明
図である。 図中、Ｅは直流電源、Ｔｈｌ〜Ｔｈ４はサイリスタ、Ｔ
，ＴＩ，Ｔ２はトランス、Ｆは濾波回路、ＣＩ，Ｃ２は
転流コンデンサである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ トランスの１次巻線の中性点で２分割される２つの
   巻線に転流回路を有するサイリスタにより交互に直流電
   源電圧を印加して、トランスの出力側に、交流電圧を発
   生せしめるインバータを２台以上組合せ、それぞれのイ
   ンバータの基本波形をトランスの出力の基本波形に同期
   させ各インバータの点弧を異らしめると共に、前記イン
   バータの出力側を直列に接続することにより、正の半波
   期間には複数の正の矩形波のみをまた、負の半波期間に
   は複数の負の矩形波のみを発生する如くしたことを特徴
   とするインバータ回路。