JPS5858868A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、全波ブリッジ回路を用いて交流と直流間の電
力を変換する装置に関する。
力を変換する装置に関する。
従来から、単相交流あるいは三相交流と直流間とで電力
変換するために、単相全波ブリッジ回路あるいは三相全
波ブリッジ回路を用いたものが種種実用化されている。
変換するために、単相全波ブリッジ回路あるいは三相全
波ブリッジ回路を用いたものが種種実用化されている。
このような全波ブリッジ回路の直流出力電圧は、ブリッ
ジ回路の各アームに接続されたサイリスタの点弧位相角
を可変することによって、制御される。
ジ回路の各アームに接続されたサイリスタの点弧位相角
を可変することによって、制御される。
一般に上記サイリスタのゲート制御方法としては、全波
ブリッジ回路の正側アームに接続されたサイリスタ群と
負側アームに接続されたサイリスタ群の点弧位相角を等
しくシ、この位相角を可変して、出力電圧を零から最大
まで制御することが広く知られている。
ブリッジ回路の正側アームに接続されたサイリスタ群と
負側アームに接続されたサイリスタ群の点弧位相角を等
しくシ、この位相角を可変して、出力電圧を零から最大
まで制御することが広く知られている。
しかしこの方法では、直流出力電圧を低くする程、交流
電圧に対する交流電流の位相遅れが大きくなる。したが
って、無効電力が増加し、力率が悪くなると共に、リッ
プル成分が大きくなるので電源に対して悪影響を及ぼす
ことになる。
電圧に対する交流電流の位相遅れが大きくなる。したが
って、無効電力が増加し、力率が悪くなると共に、リッ
プル成分が大きくなるので電源に対して悪影響を及ぼす
ことになる。
このような直流出力電圧が小さい領域における欠点を改
良する方式として、出力電圧が小さい領域において、正
側サイリスタ群と負側サイリスタ群の点弧位相角を異な
らしめて、両サイリスタ群で短絡モードを有するように
しだものが提案されている。これにより、かなりの力率
改善等を図ることができるが、出力電流に１５０ ＣＩ
−Ｉ Ｚ ）程度の低周波の電流リップルが生じ、寸た
、一層の力率改善が要望されている。
良する方式として、出力電圧が小さい領域において、正
側サイリスタ群と負側サイリスタ群の点弧位相角を異な
らしめて、両サイリスタ群で短絡モードを有するように
しだものが提案されている。これにより、かなりの力率
改善等を図ることができるが、出力電流に１５０ ＣＩ
−Ｉ Ｚ ）程度の低周波の電流リップルが生じ、寸た
、一層の力率改善が要望されている。
一方、上記力率改善を図る他の方式として、最近、ｒＡ
ｐｕｌｓｅｗｉｄｔｈ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ＡＣ−
ｔｕ −ＤＯＣｏｎｖｅｒｔｅｒ ｔｏ １ｎｐｒｏｖ
ｅ ｐｏｗｅｒ ｐａｃｔｏｒ ａｎｄＩＪＴＪａｖｅ
ｆｏｒｍ ｏｆ ＡＣＬｉｎｅ ｃｕｒｒｅｎｔ Ｊ
と題しｒＩＥＥＥ ＴＦｔＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ
ＩＮＤＵＳＴＩ（、￥ＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮ、ＶＯ
Ｌ、ＩＡ−１５，扁６゜ＮＯＶＥＭＢＥＲ／ＤＥＣＥＭ
ＢＥＲ１９７９Ｊに提案されている。この方式は、全波
ブリッジ回路の正側アームに電流遮断機能を有する素子
を接続している。
ｐｕｌｓｅｗｉｄｔｈ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ＡＣ−
ｔｕ −ＤＯＣｏｎｖｅｒｔｅｒ ｔｏ １ｎｐｒｏｖ
ｅ ｐｏｗｅｒ ｐａｃｔｏｒ ａｎｄＩＪＴＪａｖｅ
ｆｏｒｍ ｏｆ ＡＣＬｉｎｅ ｃｕｒｒｅｎｔ Ｊ
と題しｒＩＥＥＥ ＴＦｔＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ
ＩＮＤＵＳＴＩ（、￥ＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮ、ＶＯ
Ｌ、ＩＡ−１５，扁６゜ＮＯＶＥＭＢＥＲ／ＤＥＣＥＭ
ＢＥＲ１９７９Ｊに提案されている。この方式は、全波
ブリッジ回路の正側アームに電流遮断機能を有する素子
を接続している。
そして、上記素子を所定の周期でチョッピング動作させ
ると共に、そのチョッピングパルス幅を可変することに
より、出力電圧を制御するというものである。この方式
によれば、交流電圧と電流とが同相となるので力率を１
に近づけることができる。また、その直流出力電圧には
、電源の第６高調波成分が殆んど含まれず、出力電流の
リップル成分も小さく抑えることができる。
ると共に、そのチョッピングパルス幅を可変することに
より、出力電圧を制御するというものである。この方式
によれば、交流電圧と電流とが同相となるので力率を１
に近づけることができる。また、その直流出力電圧には
、電源の第６高調波成分が殆んど含まれず、出力電流の
リップル成分も小さく抑えることができる。
しかし、この方法で出力電圧を小さな値まで連続的に制
御するためには、上記素子のチョッピングパルス幅を狭
くする必要があるが、そのような制御は困難であり、ま
た限界がある。現在のトランジスタあるいはＧＴＯ（ゲ
ート・ターン・オフ・サイリスタ）では、出力電圧を定
格の１／１０程度以下まで制御することは出来ない。
御するためには、上記素子のチョッピングパルス幅を狭
くする必要があるが、そのような制御は困難であり、ま
た限界がある。現在のトランジスタあるいはＧＴＯ（ゲ
ート・ターン・オフ・サイリスタ）では、出力電圧を定
格の１／１０程度以下まで制御することは出来ない。
ところで、定格電圧の１／１０以下まで制御することが
要求される用途は多く、例えば、直流電動機で駆動され
る高速エレベータ−では、定格速度の１／１０００以下
の速度まで連続して制御する必要がある。このような場
合、上記方式は適用できず、結局前記した全波サイリス
タブリッジの正側サイリスタ群と負側サイリスタ群の点
弧位相角を異ならしめる方式を採用せざるを得なかった
。
要求される用途は多く、例えば、直流電動機で駆動され
る高速エレベータ−では、定格速度の１／１０００以下
の速度まで連続して制御する必要がある。このような場
合、上記方式は適用できず、結局前記した全波サイリス
タブリッジの正側サイリスタ群と負側サイリスタ群の点
弧位相角を異ならしめる方式を採用せざるを得なかった
。
本発明の主な目的は、力率が良く、シかも出力電圧を広
範囲に制御することのできる、構成の簡単な交流−直流
間の電力変換装置を提供するにある。
範囲に制御することのできる、構成の簡単な交流−直流
間の電力変換装置を提供するにある。
本発明の他の目的は、全制御範囲にわたって安定した制
呻註能を得ることのできる電力変換装置を提供するにあ
る。
呻註能を得ることのできる電力変換装置を提供するにあ
る。
本発明の特徴はサイリスタ等の位相制量可能な整流手段
で構成された全波ブリッジ回路を用いて交流直流間の電
力を変換するものにおいて、上記全波ブリッジの出力を
チョッピングする開閉手段を備え、所望の出力電圧に応
じて上記整流手段の位相角と上記チョッピング手段のチ
ョッピングパルス幅を制御するように構成したところＫ
ある。
で構成された全波ブリッジ回路を用いて交流直流間の電
力を変換するものにおいて、上記全波ブリッジの出力を
チョッピングする開閉手段を備え、所望の出力電圧に応
じて上記整流手段の位相角と上記チョッピング手段のチ
ョッピングパルス幅を制御するように構成したところＫ
ある。
さらには、所望の出力電圧が小さい範囲では、上記パル
ス幅は一定にして上記整流手段の位相角を制御し、出力
が大きい範囲では、上記位相角は一定にして上記パルス
幅を制御するようにしたところにある。
ス幅は一定にして上記整流手段の位相角を制御し、出力
が大きい範囲では、上記位相角は一定にして上記パルス
幅を制御するようにしたところにある。
その他の目的および特徴については、以下述べる実り例
において詳細に説明する。
において詳細に説明する。
先ず、本発明の動作原理について、第１図〜第４図を用
いて説明する。
いて説明する。
なお、ここでは、３相交流′亀源の場合を例に挙げ、電
流遮断機能を有する制御可能な開閉手段としてＧＴＯを
採用した場合について説明するが、後述する単相交流あ
るいは他の開閉手段を用いた場合についても容易に理解
できよう。
流遮断機能を有する制御可能な開閉手段としてＧＴＯを
採用した場合について説明するが、後述する単相交流あ
るいは他の開閉手段を用いた場合についても容易に理解
できよう。
第１図は、本発明の主回路構成の一実施例でるる。図に
おいて、全波ブリッジは全てサイリスク”Ｉ Ｊ、２で
構成されており、との金敷ブリッジの交流端子には３相
交流電源Ｅ１が接続され、その直流端子と負荷りとの間
にはゲートターンオフサイリスタＧＴＯ，、ＧＴＯ□か
ら成るチョッパ油路が接続されている。
おいて、全波ブリッジは全てサイリスク”Ｉ Ｊ、２で
構成されており、との金敷ブリッジの交流端子には３相
交流電源Ｅ１が接続され、その直流端子と負荷りとの間
にはゲートターンオフサイリスタＧＴＯ，、ＧＴＯ□か
ら成るチョッパ油路が接続されている。
上ｄ己すイリスタＵ、−ＷｌおよびＧＴＯ，。
ＧＴＯ２のゲートを制御して抵抗ＦＬｔ−ｓ インダク
タンスＬＬＩ直流篭圧ＥＬを含む負荷りに加わる電圧を
制御する。
タンスＬＬＩ直流篭圧ＥＬを含む負荷りに加わる電圧を
制御する。
ここでは、負荷りの時定数ＬＬ／ＲＬは交流電Ｗの周期
より十分長いと仮定し、直流電圧ＥＬは出力電圧Ｅ。よ
り少し低い値になっていると仮定する。例えば、直流′
電動機を制御するために、電機子回路を負荷とした場合
にこのような条件となる。
より十分長いと仮定し、直流電圧ＥＬは出力電圧Ｅ。よ
り少し低い値になっていると仮定する。例えば、直流′
電動機を制御するために、電機子回路を負荷とした場合
にこのような条件となる。
第２図は、第１凶の動作説明図であり、相電圧Ｕ、Ｖ、
Ｗ、出力醒圧Ｅ。およびＵ相電流Ｉｕの波形を示す。こ
こで、サイリスタＵ１〜Ｗ２のゲート制御するだめの位
相角をα（Ｕｔで説明すると、Ｕ−Ｗ相の電圧が負から
正に反転した時点からの遅れ角で表わし、以下制御遅れ
角と称す）、ＧＴＯｌ を周期Ｔ、パルス幅Ｐで、ＧＴ
Ｏ□をＴ−Ｐのパルス幅でチョッピングするものとする
。
Ｗ、出力醒圧Ｅ。およびＵ相電流Ｉｕの波形を示す。こ
こで、サイリスタＵ１〜Ｗ２のゲート制御するだめの位
相角をα（Ｕｔで説明すると、Ｕ−Ｗ相の電圧が負から
正に反転した時点からの遅れ角で表わし、以下制御遅れ
角と称す）、ＧＴＯｌ を周期Ｔ、パルス幅Ｐで、ＧＴ
Ｏ□をＴ−Ｐのパルス幅でチョッピングするものとする
。
第２図（ｂ）は、制御遅れ角α＝０°の状態ＧＴＯＩ。
ＧＴＯ２をチョッピングした場合の波形である。
この場合、たとえば第１図のループ■で示したように、
ＧＴＯ，＊点弧するとサイリスタＵＩ＋Ｖ２を通して電
流が流れ、゛屹源Ｅ、に負荷電流が流れる０次に、ＧＴ
Ｏ，を遮断し、ＧＴＯ，を点弧すると、負荷電流Ｉｔ、
はループ■を訛れて電源Ｅ、を通らない。このときの出
力電圧Ｅ。は零となる。したがって、出力電圧Ｅ。の電
圧波形は、第２図（ｂ）に示すように、パルス幅Ｐで決
まるパルス状の波形となる。そこで、パルス幅Ｐを可変
中することによって、出力電圧Ｅ。、およびＵ相′亀流
Ｉｕを制御することができる。
ＧＴＯ，＊点弧するとサイリスタＵＩ＋Ｖ２を通して電
流が流れ、゛屹源Ｅ、に負荷電流が流れる０次に、ＧＴ
Ｏ，を遮断し、ＧＴＯ，を点弧すると、負荷電流Ｉｔ、
はループ■を訛れて電源Ｅ、を通らない。このときの出
力電圧Ｅ。は零となる。したがって、出力電圧Ｅ。の電
圧波形は、第２図（ｂ）に示すように、パルス幅Ｐで決
まるパルス状の波形となる。そこで、パルス幅Ｐを可変
中することによって、出力電圧Ｅ。、およびＵ相′亀流
Ｉｕを制御することができる。
この場合、出力電圧Ｅ。に対する相電流の位相遅れは極
めて小さく、力率を１に近づけることができる。
めて小さく、力率を１に近づけることができる。
しかし、このパルス幅Ｐを狭くするには限界があり、定
格の１／１０程度以下まで出力電圧Ｅ。
格の１／１０程度以下まで出力電圧Ｅ。
を制御することは離しい。
そこで、本発明では、パルス幅Ｐを最短に保持した状態
で、次に、制御遅れ角αを制御することによって、出力
電圧ｇｏを零まで連伏的に制御する。
で、次に、制御遅れ角αを制御することによって、出力
電圧ｇｏを零まで連伏的に制御する。
第２図（Ｃ）は、パルスＩｔ＠ Ｐを最短に保持した状
態で、制御遅れ角α＝約９０’、すなわち出力電圧を零
付近とした場合の成形である。すなわち、第１図ノサイ
リスタＵ１〜Ｗ２を制御遅れ角９０’ で点弧すると
共に、ＧＴＯ，を、制御遅れ角９００によって決まる導
通可能期間中にパルス＠Ｐでチョッピングするわけであ
る。したがって１図示するように、無効電力を十分小さ
くすることができ、（９） 低出力範囲における力率を向上することができる。
態で、制御遅れ角α＝約９０’、すなわち出力電圧を零
付近とした場合の成形である。すなわち、第１図ノサイ
リスタＵ１〜Ｗ２を制御遅れ角９０’ で点弧すると
共に、ＧＴＯ，を、制御遅れ角９００によって決まる導
通可能期間中にパルス＠Ｐでチョッピングするわけであ
る。したがって１図示するように、無効電力を十分小さ
くすることができ、（９） 低出力範囲における力率を向上することができる。
以上述べた。出力電圧に対する位相角およびパルス幅の
関係を第３図に示す。図は、電圧指令Ｓｖに対するパル
ス幅Ｓｐと位相角Ｓ、、との関係で示している。＠軸の
電圧指令Ｓｖは定格電圧に対する比率、縦軸のパルス幅
Ｐおよび位相角αは、夫夫、全導通幅に対する比率、制
御遅れ角度で表わしている。図から判るように、定格電
圧の０．１まではパルス幅Ｓｐを可変し、定格電圧の０
．１以下は位相角Ｓａを可変して零電圧まで制御するわ
けである。
関係を第３図に示す。図は、電圧指令Ｓｖに対するパル
ス幅Ｓｐと位相角Ｓ、、との関係で示している。＠軸の
電圧指令Ｓｖは定格電圧に対する比率、縦軸のパルス幅
Ｐおよび位相角αは、夫夫、全導通幅に対する比率、制
御遅れ角度で表わしている。図から判るように、定格電
圧の０．１まではパルス幅Ｓｐを可変し、定格電圧の０
．１以下は位相角Ｓａを可変して零電圧まで制御するわ
けである。
このような、電圧指令Ｓｖに応じたパルス＠Ｐおよび位
相角αを得る方法は種々考えられるが、その−例を第４
図に示す。この第４図は、図示特性の関数発生器Ｆ９４
およびＦｐを用いて構成したものである。このＳｐおよ
びｓ、ｉ、夫々パルス幅指令および位相角指令とし、Ｇ
ＴＯ，、Ｇ’ＴＯ２およびサイリスタＵ、−Ｗ２をゲー
ト制御することによシ、電圧指令Ｓｖに応じた電圧制御
が可能となる。
相角αを得る方法は種々考えられるが、その−例を第４
図に示す。この第４図は、図示特性の関数発生器Ｆ９４
およびＦｐを用いて構成したものである。このＳｐおよ
びｓ、ｉ、夫々パルス幅指令および位相角指令とし、Ｇ
ＴＯ，、Ｇ’ＴＯ２およびサイリスタＵ、−Ｗ２をゲー
ト制御することによシ、電圧指令Ｓｖに応じた電圧制御
が可能となる。
（１０）
すなわち、パルスｔｔｓＰを０，１に一定にしておいて
、制御遅れ角αを９０°から０°まで震えると、てＰを
０．１から１まで変えると出力電圧は最大負出力電圧を
制御するときはαを９０°から１８００となる。続いて
Ｐを０．１から１まで変化すると負以上述べた動作原理
に基づく本発明の具体的一実施例について、以下第５図
、第６図を用いて説明する。
、制御遅れ角αを９０°から０°まで震えると、てＰを
０．１から１まで変えると出力電圧は最大負出力電圧を
制御するときはαを９０°から１８００となる。続いて
Ｐを０．１から１まで変化すると負以上述べた動作原理
に基づく本発明の具体的一実施例について、以下第５図
、第６図を用いて説明する。
第５図は、本発明による電力変換装置の全体構成図、第
６図はその動作説明図である。
６図はその動作説明図である。
次にその詳細を説明する。図において、ＰＳはサイリス
タのゲートパルス発生回路で３相電源Ｅ、をトランスＴ
、で中性点を有する線間電圧ＵＷ、ＶＵ、ＷＶに変換し
、３相移相ｉＰＵ。
タのゲートパルス発生回路で３相電源Ｅ、をトランスＴ
、で中性点を有する線間電圧ＵＷ、ＶＵ、ＷＶに変換し
、３相移相ｉＰＵ。
ｐｖ、ｐｗに入力している。この移相ＷＰＵ。
ｐｖ、ｐｗには位相指令信号Ｓａも入力する。位（１１
） 相指令信号Ｓａは電圧指令信号Ｓｖが大きい範囲。
） 相指令信号Ｓａは電圧指令信号Ｓｖが大きい範囲。
すなわち、出力電圧が大きい範囲で制（財）遅れ角αが
０になるような出力（第３図特性）を有する関数発生器
Ｆ、で作られる。したがって移相器ＰｔＪ。
０になるような出力（第３図特性）を有する関数発生器
Ｆ、で作られる。したがって移相器ＰｔＪ。
ｐｖ、ｐｗは、位相指令信号Ｓａに相当する第６図（ａ
）のような広幅のパルスを発生し、これらのパルスをサ
イリスタＵｉ−Ｗ、のゲートに印加する。
）のような広幅のパルスを発生し、これらのパルスをサ
イリスタＵｉ−Ｗ、のゲートに印加する。
ここで、移相器ＰＵ、ＰＶ、ＰＷのピン番号１からは電
源Ｅ１の正の半波、ピン番号２からは電源Ｅ、の負の半
波を制御するゲートパルスを発生する。
源Ｅ１の正の半波、ピン番号２からは電源Ｅ、の負の半
波を制御するゲートパルスを発生する。
ＧＴＯゲートパルス発生回路Ｐ’Ｐには、パルス幅指令
信号８ｐを入力する。このＧＴＯパルス幅指令信号８ｐ
は電圧指令信号Ｓｖが小さい範囲、すなわち、出力電圧
が小さい範囲ではパルス幅が小さく一定になる信号を、
電圧指令信号Ｓｖが大きい範囲、すなわち、出力電圧が
大きい範囲ではパルス幅が大きくなる信号（第３図特性
）を発生する関数発生器Ｆｐによって得られる。
信号８ｐを入力する。このＧＴＯパルス幅指令信号８ｐ
は電圧指令信号Ｓｖが小さい範囲、すなわち、出力電圧
が小さい範囲ではパルス幅が小さく一定になる信号を、
電圧指令信号Ｓｖが大きい範囲、すなわち、出力電圧が
大きい範囲ではパルス幅が大きくなる信号（第３図特性
）を発生する関数発生器Ｆｐによって得られる。
したがって、ＧＴＯのゲートパルス発生回路（１２）
ＰＰはパルス幅指令信号Ｓｐに相当する第６図（ｂ）の
ようなパルス＠Ｐ＋ 、ＰｚのパルスＧＴ、 。
ようなパルス＠Ｐ＋ 、ＰｚのパルスＧＴ、 。
ＧＴ２を発生し、これらをＧＴＯ，、ＧＴＯ２のゲート
に印加する。
に印加する。
これらのパルスにより％ Ｐ、の期間はＧＴＯ。
を導通、ＧＴＯ２を非導通、Ｐ２の期間はＧＴＯ。
を非導通、Ｇ Ｔ Ｏｚを導通制御する。
以上述べた本発明による電力変換装置を用いて。
直流電動機の速度制御を行なう場合の応用例を。
第７図に示す。
図において、Ｍは直流電動機の電機子、Ｆはその界磁、
ｔｈは界磁電流を制御するプッシュプルサイリスタ増幅
器、ＦＰｓはその移相器である。
ｔｈは界磁電流を制御するプッシュプルサイリスタ増幅
器、ＦＰｓはその移相器である。
また、ＰＳは第５図に示したサイリスタＵ、〜Ｗ２めゲ
ート制御回路であシ、ＰＡは′亀慎子電流を検出する直
流変流器ＣＴと電機子電流指令Ｓｃを比較する比較器で
ある。
ート制御回路であシ、ＰＡは′亀慎子電流を検出する直
流変流器ＣＴと電機子電流指令Ｓｃを比較する比較器で
ある。
電機子電流は電機子電流指令Ｓｃにしたがって一定に制
御されている。速度指令Ｓｓと速度発電機ＰＧで検出さ
れた速度とは移相器ＦＰＳで比較（１３） され、界磁電流を正負に？ｂ１４御することにより、速
度指令Ｓｓに従うように制御される。
御されている。速度指令Ｓｓと速度発電機ＰＧで検出さ
れた速度とは移相器ＦＰＳで比較（１３） され、界磁電流を正負に？ｂ１４御することにより、速
度指令Ｓｓに従うように制御される。
このような制御方式においては電機子電流は一方向で正
逆転、カ行、回生の４象現運転が可能となる特徴を有す
る。
逆転、カ行、回生の４象現運転が可能となる特徴を有す
る。
回生状態において停電が生じた場合にサイリスタ回路の
出力電圧が零となるため電機子電流が急増し、サイリス
タが破壊する欠点を除くため電機子回路には通常直流コ
ンタクタを挿入しておく必要がある。しかし、本実施例
では、全波ブリッジの直流端子と電動機間にＧＴＯ□、
ＧＴＯ２から成るチョッパ回路を接続しているため、電
機子電流があるレベルを越えるとＧＴＯ□、Ｇ’ｌ”０
□をターンオフするようにオフパルスゲート信号を与え
ることによシミ徐子奄流を切ることが可能となる。した
がって直流コンタクタが不要となり、装置の小形化と原
価低減が図れる。
出力電圧が零となるため電機子電流が急増し、サイリス
タが破壊する欠点を除くため電機子回路には通常直流コ
ンタクタを挿入しておく必要がある。しかし、本実施例
では、全波ブリッジの直流端子と電動機間にＧＴＯ□、
ＧＴＯ２から成るチョッパ回路を接続しているため、電
機子電流があるレベルを越えるとＧＴＯ□、Ｇ’ｌ”０
□をターンオフするようにオフパルスゲート信号を与え
ることによシミ徐子奄流を切ることが可能となる。した
がって直流コンタクタが不要となり、装置の小形化と原
価低減が図れる。
このように本実施例によれば、３相交流電力の変換及び
逆変換の力率が改善され、電源の容量を低減できかつ直
流コンタクタが不要となるなど工（１４） 業的効果は大きい。
逆変換の力率が改善され、電源の容量を低減できかつ直
流コンタクタが不要となるなど工（１４） 業的効果は大きい。
第８図は、本発明の他の実施例であり、第９図はその動
作波形図でめる。
作波形図でめる。
上記実施例では、交流から直流への変換の外。
逆変換をも可能にするだめ、全波ブリッジは全てサイリ
スタを用いた構成にしている。
スタを用いた構成にしている。
しかし、このような逆変換を行なわないものであれば、
第８図に示すように、金敷ブリッジの正側にはサイリス
タＵｒ 、 Ｖｔ 、 Ｗ＋ を、負側にはダイオード
Ｄｓ −Ｄ２− Ｄｓを、そしてとの全波ブリッジの直
流端子と負荷との間にＧＴＯを接続し、負荷と並列に負
荷電流を環流させるダイオードＤ、を接続すれば良い。
第８図に示すように、金敷ブリッジの正側にはサイリス
タＵｒ 、 Ｖｔ 、 Ｗ＋ を、負側にはダイオード
Ｄｓ −Ｄ２− Ｄｓを、そしてとの全波ブリッジの直
流端子と負荷との間にＧＴＯを接続し、負荷と並列に負
荷電流を環流させるダイオードＤ、を接続すれば良い。
この場合に、サイリスタＵ、、Ｖ１．Ｗ、の制御遅れ角
αを制御したときの直流端子間電圧Ｅ。
αを制御したときの直流端子間電圧Ｅ。
は、第９図（ａ）の実線で示す間の電圧となる。そして
、上記制御遅れ角αを保持し、前記実施例と同様にＧＴ
Ｏを開閉するパルス幅Ｐを制御したときの出力電圧Ｅ。
、上記制御遅れ角αを保持し、前記実施例と同様にＧＴ
Ｏを開閉するパルス幅Ｐを制御したときの出力電圧Ｅ。
の波形を同図（ｂ）に示す。なお、ここではチョッピン
グ回数を５回とした場合を示しく１５） ている。このように、順変換のみ行なう場合も、本発明
は有効であり、位相角α及びパルス幅Ｐを制御すること
により、高力率でもって広範囲の電力変換が可能となる
。
グ回数を５回とした場合を示しく１５） ている。このように、順変換のみ行なう場合も、本発明
は有効であり、位相角α及びパルス幅Ｐを制御すること
により、高力率でもって広範囲の電力変換が可能となる
。
以上、３相交流と直流間の電力変換についてのみ説明し
たが、その他の多相交流あるいは単相交流との電力変換
についても、本発明が適用できることは勿論である。
たが、その他の多相交流あるいは単相交流との電力変換
についても、本発明が適用できることは勿論である。
第°１０図は、単相交流と直流間の電力変換する場合の
一実施例であり、第１１（図はその動作波形図である。
一実施例であり、第１１（図はその動作波形図である。
第１０図に示すように、サイリスタｒｔ、 −ｓ２から
成る全波ブリッジ回路の直流端子と負荷りとの間にＧＴ
Ｏ，、ＧＴＯ□から成るチョッパ回路を接続している。
成る全波ブリッジ回路の直流端子と負荷りとの間にＧＴ
Ｏ，、ＧＴＯ□から成るチョッパ回路を接続している。
このサイリスタＲ□〜Ｓ２の位相角αのみ制御した場合
の出力電圧Ｅ。を第一１１図（ａ）に示し、この位相角
αに加えてＧＴＯＲＩ 、ＧＴＯ８＋ をパルス幅Ｐで
開閉した場合の出力電圧ＥＯを同図（ｂ）に示す。
の出力電圧Ｅ。を第一１１図（ａ）に示し、この位相角
αに加えてＧＴＯＲＩ 、ＧＴＯ８＋ をパルス幅Ｐで
開閉した場合の出力電圧ＥＯを同図（ｂ）に示す。
この図は、制御遅れ角αを９０°として出力電圧Ｅ。
（１６）
を苓としだ場合であり、前記実施例と同様に、パルス幅
Ｐを最小にすれば出力電圧Ｅ０ を零としたときの力率
を飛躍的に改善することができる。また、同様に遅れ角
αをＯ〜１８０°まで制御し、パルス幅Ｐを最大から最
小まで制御すれば、順変換から逆変換までの全範囲にわ
たって制御することができる。
Ｐを最小にすれば出力電圧Ｅ０ を零としたときの力率
を飛躍的に改善することができる。また、同様に遅れ角
αをＯ〜１８０°まで制御し、パルス幅Ｐを最大から最
小まで制御すれば、順変換から逆変換までの全範囲にわ
たって制御することができる。
以上の実施例においては、基本波力率は改善できるが、
第２図に示すように交流電源には断続した電流が流れる
ため、高調波が発生する。
第２図に示すように交流電源には断続した電流が流れる
ため、高調波が発生する。
この高調波は、全波ブリッジとチョッパ回路との間にフ
ィルタ回路を挿入することによシ低減できる。その一実
施例を第１２図に、動作波形図を第１３図に示す。
ィルタ回路を挿入することによシ低減できる。その一実
施例を第１２図に、動作波形図を第１３図に示す。
図において、ＬＤはりアクドル、ＣＤはコンデンサで、
これらでフィルタ回路を構成し、Ｌｏに流れる電流ＩＬ
Ｄが連続する定数に選定するものとすると、サイリスタ
Ｕｌ−Ｗ、の制御遅れ角αを０にしたときの全波ブリッ
ジの出力電圧Ｅ。は第１３図（ｂ）の波形となる。
これらでフィルタ回路を構成し、Ｌｏに流れる電流ＩＬ
Ｄが連続する定数に選定するものとすると、サイリスタ
Ｕｌ−Ｗ、の制御遅れ角αを０にしたときの全波ブリッ
ジの出力電圧Ｅ。は第１３図（ｂ）の波形となる。
（１７）
そして、上記制御遅れ角α＝０を保持しつつ、前記実施
例と同様にＧＴＯｌをパルス幅Ｐで、ＧＴＯ，を’ｌ’
−Ｐのパルス幅で第１３図（ｇ）のように開閉制御した
ときのコシデンサＣＤの端子電圧ＥｃＩ１１、負荷りの
端子電圧ＥＬ、リアクトルＬＤを流れる電流ＩＬＤ、Ｕ
相の電流Ｉｕは第１３図（Ｃ）〜（ｆ）のようになる。
例と同様にＧＴＯｌをパルス幅Ｐで、ＧＴＯ，を’ｌ’
−Ｐのパルス幅で第１３図（ｇ）のように開閉制御した
ときのコシデンサＣＤの端子電圧ＥｃＩ１１、負荷りの
端子電圧ＥＬ、リアクトルＬＤを流れる電流ＩＬＤ、Ｕ
相の電流Ｉｕは第１３図（Ｃ）〜（ｆ）のようになる。
このようにすると、電源電源波形を改善できるだけでな
く、全波ブリッジの出力電流ＩＬＤが連続するので、サ
イリスタＵ１〜Ｗ２のゲートパルスは狭幅のパルスでも
点弧できるため、制御回路が簡単になるという効果もあ
る。
く、全波ブリッジの出力電流ＩＬＤが連続するので、サ
イリスタＵ１〜Ｗ２のゲートパルスは狭幅のパルスでも
点弧できるため、制御回路が簡単になるという効果もあ
る。
以上の実施例では、電流遮断機能を弔する開閉手段とし
て、ＧＴＯを用いた場合を例にとって説明したが、これ
は第１４図に示すようにトランジスタＱ、、Ｑ２を用い
て行な２ても同様の効果が得られることはもちろんであ
る。
て、ＧＴＯを用いた場合を例にとって説明したが、これ
は第１４図に示すようにトランジスタＱ、、Ｑ２を用い
て行な２ても同様の効果が得られることはもちろんであ
る。
以上述べたように、本発明によれば、広い範囲にわたっ
て力率良く電力変換することができる。
て力率良く電力変換することができる。
（１８）
第１図〜第４図は本発明の詳細な説明図であって、第１
図は主回路構成図、第２図は第１図回路の動作説明用波
形図、第３図は電圧指令に対するパルス幅と位相角の特
性図、第４図は第３図特性を得るための関数発生回路図
、第５図は本発明による電力変換装置の具体的一実施例
を示す全体構成図、第６図は第５図の動作説明用波形図
、第７図は本発明の電力変換装置を応用した直流電動機
の制御回路図、第８図は本発明の他の実施例を成す主回
路図、第９図は第８図の動作波形図、第１０図は本発明
の他の実施例を成す主回路図、第１１図は第１０図の動
作波形図、第１２図は本発明の他の実施例を成す主回路
図、第１３図は第１２図の動作波形図、第１４図は本発
明の他の実施例を成す主回路図である。 Ｅ、・・・３相交流電源、Ｕ、Ｖ、Ｗ・・・３相電圧、
ＧＴＯ，、ＧＴＯ２・・・ゲートターンオフサイリスタ
、Ｕｌ 、ＶＩ 、Ｗｔ 、Ｕ２− Ｖ２− Ｗ２
”’）イリスタ、α・・・制御遅れ角、Ｐ・・・開閉時
間幅、ＰＳ。 ＰＰ・・・ゲートパルス発生回路、Ｆ−、Ｆｐ・・・関
数 −（１９） 発生器、Ｌｏ・・・リアクトル、Ｃｏ・・・コンデンサ
。 。 （２０） 第 ｌ 図 早 ８ 口 早 ９ 聞 蒸 ／／ ％ （θ） 第 １２ 囚 早 ７３ 図 第１頁の続き ０発 明 者 保刈定夫 日立市幸町３丁目１番１号株式 ％式％ 勝田市市毛１０７０番地株式会社日 立製作所水戸工場内
図は主回路構成図、第２図は第１図回路の動作説明用波
形図、第３図は電圧指令に対するパルス幅と位相角の特
性図、第４図は第３図特性を得るための関数発生回路図
、第５図は本発明による電力変換装置の具体的一実施例
を示す全体構成図、第６図は第５図の動作説明用波形図
、第７図は本発明の電力変換装置を応用した直流電動機
の制御回路図、第８図は本発明の他の実施例を成す主回
路図、第９図は第８図の動作波形図、第１０図は本発明
の他の実施例を成す主回路図、第１１図は第１０図の動
作波形図、第１２図は本発明の他の実施例を成す主回路
図、第１３図は第１２図の動作波形図、第１４図は本発
明の他の実施例を成す主回路図である。 Ｅ、・・・３相交流電源、Ｕ、Ｖ、Ｗ・・・３相電圧、
ＧＴＯ，、ＧＴＯ２・・・ゲートターンオフサイリスタ
、Ｕｌ 、ＶＩ 、Ｗｔ 、Ｕ２− Ｖ２− Ｗ２
”’）イリスタ、α・・・制御遅れ角、Ｐ・・・開閉時
間幅、ＰＳ。 ＰＰ・・・ゲートパルス発生回路、Ｆ−、Ｆｐ・・・関
数 −（１９） 発生器、Ｌｏ・・・リアクトル、Ｃｏ・・・コンデンサ
。 。 （２０） 第 ｌ 図 早 ８ 口 早 ９ 聞 蒸 ／／ ％ （θ） 第 １２ 囚 早 ７３ 図 第１頁の続き ０発 明 者 保刈定夫 日立市幸町３丁目１番１号株式 ％式％ 勝田市市毛１０７０番地株式会社日 立製作所水戸工場内
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、位相角制御可能な整流手段を含む全波ブリッジ回路
を用いて交流直流間の電力を変換する装置において、上
記全波ブリッジの出力をチョッピングする開閉手段と、
上記変換装置の所望の出力電圧に応じて、上記企流手段
の位相角を制御する手段と、上記所望の出力電圧に応じ
て上記開閉手段をチョッピングするパルス幅を制御する
手段とを備えてなる電力変換装置。 ２、特許請求の範囲第１項において、上記所望出力電圧
が所定直以下のとき上記位相角を可変″し、上記所望出
力電圧が所定値以上のとき上記パルス幅を可変するよう
に構成した電力変換装置。 ３、特許請求の範囲第２項において、上記位相角側聞手
段は、上記所望電圧が所定値以下のとき当該所望電圧に
応じて上記位相角を可変し、上記所望電圧が所定値以上
のとき上記位相角を最小（制呻遅れ角の場合）に保持す
るように構成した電力変換装置。 ４、特許請求の範囲第２項において、上記パルス幅利両
手段は、上記所望電圧が所定値以下のとき上記パルス幅
を最小に保持し、上記所望電圧が所定値以上のとき当該
所望電圧に応じてパルス幅を可変するように構成した電
力変換装置。 ５、％許請求の範囲第１項において、上記全波ブリッジ
と開閉手段との間にフィルタ回路を接続して成る電力変
換装置。 ６、特許請求の範囲第１項において、上記全波ブリッジ
の出力をチョッピングするだめの開閉手段は電流遮断機
能を有する開閉手段とし、この開閉手段を、上記全波ブ
リッジと負荷との間、および負荷と逆並列に夫々接続し
て成る電力変換装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56156197A JPS5858868A (ja) | 1981-10-02 | 1981-10-02 | 電力変換装置 |
| KR8204279A KR890000971B1 (ko) | 1981-10-02 | 1982-09-22 | 전력변환 장치 |
| GB08227731A GB2108783B (en) | 1981-10-02 | 1982-09-29 | Power converting system |
| HK54/86A HK5486A (en) | 1981-10-02 | 1986-01-23 | Power converting system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56156197A JPS5858868A (ja) | 1981-10-02 | 1981-10-02 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5858868A true JPS5858868A (ja) | 1983-04-07 |
| JPH0221225B2 JPH0221225B2 (ja) | 1990-05-14 |
Family
ID=15622484
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56156197A Granted JPS5858868A (ja) | 1981-10-02 | 1981-10-02 | 電力変換装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5858868A (ja) |
| KR (1) | KR890000971B1 (ja) |
| GB (1) | GB2108783B (ja) |
| HK (1) | HK5486A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3316885A1 (de) | 1983-04-13 | 1984-10-18 | BBC Aktiengesellschaft Brown, Boveri & Cie., Baden, Aargau | Kontaktloser zweiquadrantenstromrichter und verfahren zur regelung dessen ausgangsspannung |
| JPS6238083A (ja) * | 1985-08-13 | 1987-02-19 | Canon Inc | 焦点調節装置 |
-
1981
- 1981-10-02 JP JP56156197A patent/JPS5858868A/ja active Granted
-
1982
- 1982-09-22 KR KR8204279A patent/KR890000971B1/ko not_active Expired
- 1982-09-29 GB GB08227731A patent/GB2108783B/en not_active Expired
-
1986
- 1986-01-23 HK HK54/86A patent/HK5486A/xx unknown
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3316885A1 (de) | 1983-04-13 | 1984-10-18 | BBC Aktiengesellschaft Brown, Boveri & Cie., Baden, Aargau | Kontaktloser zweiquadrantenstromrichter und verfahren zur regelung dessen ausgangsspannung |
| JPS6238083A (ja) * | 1985-08-13 | 1987-02-19 | Canon Inc | 焦点調節装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2108783A (en) | 1983-05-18 |
| KR840001792A (ko) | 1984-05-16 |
| GB2108783B (en) | 1985-03-27 |
| HK5486A (en) | 1986-01-31 |
| KR890000971B1 (ko) | 1989-04-15 |
| JPH0221225B2 (ja) | 1990-05-14 |
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