JPS5826587A

JPS5826587A - 直流エレベ−タ−の制御装置

Info

Publication number: JPS5826587A
Application number: JP56122961A
Authority: JP
Inventors: Keishin Hatakeyama; 畠山　敬信; Kiyoya Shima; 島　清哉; Takeyoshi Ando; 武喜安藤; Hiroaki Kuroba; 黒羽　弘晟
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1981-08-07
Filing date: 1981-08-07
Publication date: 1983-02-17

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は直流エレベータ−の制御装置に係り、特に、全
波ブリッジを用いて交流電源から直流出力を得て直流電
動機の電機子電流を制御する直流エレベータ−の制御装
置に関する。　　　　′３相交流電源から可変直流電圧
を得て、それを直流電動機の電機子に与えるようにして
なるエレベータ−の制御装置を第１図に示す。３相交流
電源Ｅ、からのＵ、Ｖ、Ｗの３相の電圧を６個のサイリ
／ｌ’Ｕ、　、　Ｕ、　、　Ｖ、　、　Ｖ２．　Ｗ、　
、Ｗ、よりなる３相全波サイリスタブリツジの交流端子
に与えたときの３相全波サイリスタブリツジの出力電圧
ＥＬは、各サイリスタのゲートパルスを発生する位相を
制御することによって制御され、シーブＳを回転するこ
とによって、ロープＲを介してカウンターウェイトＣＷ
とつるべ状に吊り下げられたケージＣを駆動する直流電
動機の電機子Ｍに印加される。

ゲートパルスを発生する位相（サイリスタＵ。

については、Ｕ、Ｗ相の電圧が正に切り替った時点から
の電気角の遅れで表わすことができ、以後これを制御遅
れ角と称する。）がαであるときの直流出力電圧ＥＬは
、で表わされるが、制御遅れ角αが零で、直流出力電圧Ｅ
Ｌが最大のときと、α＝９０°°で直流出力電圧ＥＬが
零のときの出力電圧波形、Ｕ相電圧波形、Ｕ相電流波形
の関係は、第２図（ａ）、（ｂ）に示す・ようになる。

第２図（ａ）は、直流電動機の電機子Ｍの時定数が電源
の周期より十分長いと仮定し、がつ、負荷の直流電圧Ｅ
ｏ１つまり、直流電動機の逆起電力が出力電圧ＥＬより
わずかに低い値となっていると仮定した場合の波形であ
り、Ｕ、Ｖ。

Ｗは相電圧、ＥＬは出力電圧、ＵｌはＵ相電流である。

出力電圧ＥＬが最大のときには、Ｕ相電流Ｕ１の中心値
がＵ相電圧Ｕの中心値（最大値）に一致しており、Ｕ相
電流Ｕ、の基本波成分の位相は、Ｕ相電圧Ｕと一致して
おり、力率はこのような制御方式としては最高のものと
なる。

しかし、第２図（ｂ）に示すように、出力電圧ＥＬが零
である場合は、Ｕ相電流Ｕ、の中心がＵ相電圧Ｕの零の
点にあり、Ｕ相電流Ｕ、の基本波成分は、Ｕ相電圧Ｕか
ら９０°遅れており、力率零であるといえる。このよう
に、３相全波サイリスタブリツジの点弧角−を制御する
ことにより、出力電圧Ｅｔ、を制御する方式は、特に出
力電圧ＥＬが低い範囲で力率が悪くなるという欠点があ
る。

また、３相全波ブリッジ回路の出力電圧ＥＬについては
、電源周波数の６倍の周波数のものを基本波にしたリッ
プル成分が含まれるが、このリップル分は、出力電圧Ｅ
ｔ、が高いほど低く、出力電圧Ｅｔ、が零のとき最大と
なり、第２図（ａ）、（ｂ）のＵ相電流Ｕ、の脈動から
もわかるように、出力電圧Ｅｔ、が低いときには、出力
電流のリップル分が大きくなる。このため、出力電流の
平均値が等しい場合、出力電圧Ｅｔ、が低いほど直流電
動機の電磁騒音が大きくなる傾向にある。

このような欠点を改良する直流伝動機の電機子電流制御
方式として、最近、「Ａｐｕｌｓｅｗｉｄｔｈ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ａ
Ｃ−ｔｕ−ＤＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｔｏ　Ｉｎｐｒｏ
ｖｅ　ｐｏｗｅｒ　ｐａｃｔｏｒ　ａｎｄＷａｖｅｆｏ
ｒｍ　ｏｆ　ＡＣＬｉｎｅ　ＣｕｒｒｅｎｔＪ　　と題
し「ＩＥＥＥ　ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ　ＯＮ　ＩＮ
ＤＵＳＴ’ＲＹＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮ、ＶＯＬ、ＩＡ
−１５，Ａ６゜ＮＯＶＥＭＢＥＲ／ＤＥＣＥＭＢＥＲ，
１９７９Ｊ　　Ｋ提案されている。この方式は、第１図
の全波プリツ、ジ回路の正側アームのサイリスタＵ、、
Ｖ、、Ｗ、を電流遮断機能金有する素子に置き換えた方
式で上記素子を所定の周期でチョッピング動作させると
共に、そのチヨンピングパルス幅を可変することにより
、出力電圧を制御するというものである。この方式によ
れば、交流電圧と電流とが同相となるので力率を１に近
づけることができる。また、その直流出力電圧には、電
源の第６高調波成分が殆んど含まれず、出力電流のリッ
プル成分も小さく抑えることができる。

しかし、この方式で出力電圧を小さな値まで連続的に制
御するためには、上記素子のチヨツピンクパルス幅を狭
くする必要があるが、そのような制御は困難であり、ま
た限界がある。現在のトランジスタあるいはＧＴＯ（ゲ
ートｅターン・オフ・サイリスタ）では、出力電圧を定
格の１／１０程度以下まで制御することは出来ない。し
たがって直流電動機で駆動される高速エレベータ−は、
定格速度の１／１０００以下の速度まで、連続して制御
子る必要があるので、上記制御方式では十分な着床性能
が得られない。

本発明の目的は、力率が良く、シかも、出力電流のリッ
プル成分を減少して電動機騒音を小さくすることができ
る直流エレベータ−の制御装置を提供するにある。

本発明の特徴は、サイリスタ等の位相制御可能な整流手
段で構成された全波ブリッジ回路の出力と負荷である直
流電動機の電機子との間に電流遮断機能をもつ九開閉手
段を接続し、この開閉手段をチョッピングするためのパ
ルス幅を制御する手段を備え、この変換装置の出力が小
さい範囲では、上記パルス幅を一定にして上記整流手段
の位相角を制御し、出力が大きい範囲では、上記位相角
を一定竺して上記開閉手段のパルス幅を制御して成る高
力率交流−直流変換器を用いて前記直流エレベータ−を
制御する構成とし九点にある。

以下、本発明を実施例を用いて詳細に説明する。

先ず、本発明の直流エレベータ−を駆動する直流電動機
の電機子電流制御の動作原理を第３図〜第６図を用いて
説明する。

なお、・ここでは、３相交流電源の場合を例に挙げ、電
流遮断機能をもち、制御可能な開閉手段としてＧＴＯを
採用した場合について説明するが、後述する単相交流あ
るいは他の開閉手段を用いた場合についても容易に理解
できよう。

第３図は、本発明の主回路構成の一実施例である。図に
おいて、全波ブリッジは全てサイリスタＵ、−Ｗ、で構
成されており、との全波ブリッジの交流端子には３相交
流電源Ｅ、が接続され、その直流端子と負荷である直流
電動機の電機子Ｍ間にはゲートターンオフサイリスタＧ
ＴＯ，、ＧＴＯ１２から成るチョッパ回路が接続されて
いる。

上記サイリスタＵ１〜Ｗ、およびＧＴＯｌ、ＧＴＯ！の
ゲートを制御して電機子Ｍに加わる電圧を制御する。こ
こでは、電機子Ｍの時定数は交流電源の周期より十分長
いと仮定し、電機子の逆起電力Ｅｔ、は出力電圧Ｅｏよ
り少し低い値になっていると仮定する。

第４図は、第３図の動作説明図であり、相電圧Ｕ、Ｖ、
Ｗ、出力電圧ＥＯおよびＵ相電流Ｉｕの波形を示す。こ
こで、サイリスタＵ、〜Ｗ２のゲート制御するための位
相角をα（Ｕｌ　で説明すると、Ｕ−Ｗ相の電圧が負か
ら正に反転した時点からの遅れ角で表わし、以下制御遅
れ角と称す）、ＧＴＯ，を周期Ｔ、パルス幅ＰでＱＴｏ
、をＴ−Ｐのパルス幅でチョッピングするものとする。

第４図（ｂ）は、制御遅れ角α＝０°の状態でＧＴＯＩ
、ＧＴＯｔをチョッピングした場合の波形である。

この場合、たとえば第３図のループ■で示したように、
ＧＴＯ，を点弧するとサイリスタＵ、。

Ｖ！を通して電流が流れ、電源Ｅ、に負荷電流が流れる
。次に、ＧＴＯ，を遮断し、ＱＴｏ、゛を点弧すると、
負荷電流Ｉｔ、はループ■を流れて電源Ｅ、を通らない
。このときの出力電圧、Ｅｏは零となる。したがって、
出力電圧Ｅｏの電圧波形は、第４図（ｂ）に示すように
、′パルス幅Ｐで決まるパルス状の波形となる。そこで
、パルス幅Ｐを可変にすることによって、出力、電圧Ｅ
Ｏ，およ０＋相電流ＩＵを制御することができる。

この場合、出力電圧Ｅｏに対する相電流の位相遅れは極
めて小さく、力率を１に近づけることができる。

しかし、このパルス幅Ｐを狭くするには限界があり、定
格の１７１０程度以下まで出力電圧ＥＯを制御すること
は難しい。

そこで、本発明では、パルス幅Ｐを最短に保持した状態
で、次に、制御遅れ角αを制御することによって、出力
電圧Ｅｏを零まで連続的に制御す委。

第４図（Ｃ）は、パルス幅Ｐを最短に保持した状態で、
制御遅れ角α＝約９０°、すなわち出力電圧を零付近と
した場合の波形である。すなわち、第３図のサイリスタ
Ｕ、〜Ｗ、を制御遅れ角９０゜で点弧すると共に、ＧＴ
Ｏｌを、制御遅れ角９０゜によって決まる導通可能期間
中にパルス幅Ｐでチョッピングするわけである。したが
って、図示するように、無効電力を十分小さくすること
ができ、低出力範囲における力率を向上することができ
る。

以上述べた、出力電圧に対する位相角および・ζルス幅
の関係を第゛５図に示す。図は、電圧指令Ｓｖに対する
パルス幅Ｓｐと位相角Ｓａとの関係で示している。横軸
の電圧指令Ｓｖは定格電圧に対する比率、縦軸のパルス
幅Ｐおよび位相角αは、夫々、全導通幅に対する比率、
制御遅れ角度で表わしている。図から判るように、定格
電圧の０．１まではパルス幅Ｓｐを可変とし、定格電圧
の０．１以下は位相角ｓａを可変として零電圧まで制御
するわけである。

このような、電圧指令Ｓｖに応じたパルス幅Ｐおよび位
相角αを得る方法は種々考えられるが、その−例を第６
図に示す。この第６図は、図示特性の関数発生器Ｆｉｙ
およびＦｐを用いて構成したものである。このＳｐおよ
びＳ、を、夫々パルス幅指令および位相角指令とし、Ｇ
ＴＯ，、ＧＴＯ２およびサイリスタＵ１〜ｗ２をゲート
制御することにより、電圧指令Ｓｖに応じた電圧制御が
可能となる。

すなわち、パルス幅Ｐを０．１に一定にしておいて、制
御遅れ角αを９０’から００まで変えると、出力電圧は
Ｏから０３ｌＸユ１ζＥ、となる。続いπ 負出力電圧を制御するときはαを９０’がらる。

以上述べた動作原理に基づく本発明の直流電動機制御の
具体的一実施例について、以下第７図。

第８図を用りて説明する。

第７図は、本発明による電力変換装置の全体構１０　成
因、第８図はその動作説明図である。

次にその詳細を説明する。図において、ＰＳはサイリス
タのゲートパルス発生回路で３相電源Ｅ、をトランスＴ
２で中性点を有する線間電圧ＵＷ、ＶＵ、ＷＶ１７Ｃｆ
換Ｌ、３相移相ｉＰＵ、ＰＶ。

ＰＷに入力している。この移相器ＰＵ、ＰＶ、ＰＷＫは
位相指令信号Ｓａも入力する。位相指令信号Ｓａは電圧
指令信号Ｓｖが大きい範囲、すなわち、出力電圧が大き
い範囲で制御遅れ角αが０になるような出力（第６図特
性）を有す関数発生器Ｆ、で作られる。したがって移相
器ＰＵ、ＰＶ。

ＰＷは、位相指令信号ｓａに相自する第８図（ａ）のよ
うな広幅のパルスを発生し、これらのパルスをサイリス
タＵ、〜Ｗ、のゲートに印加する。ここで、移相器ＰＵ
、ＰＶ、ＰＷのピン番号１からは電源Ｅ、の正の半波、
ピン番号２がらは電源Ｅ１の負の半波を制御するゲート
パルスを発生する。

ＧＴＯゲートパルス発生回路ＰＰには、パルス幅指令信
号Ｓｐを入力する。このＧＴｏパルス幅指令信号Ｓｐは
電圧指令信号Ｓｖが小さい範囲、すなわち、出力電圧が
小さい範囲ではパルス幅が小さく一定になる信号を、電
圧指令信号Ｓｖが大きい範囲、すなわち、出力電圧が大
きい範囲ではパルス幅が大きくなる信号（第６図特性）
を発生する関数発生器Ｆｐによって得られる。

したがって、ＧＴＯのゲートパルス発“生回路ＰＰはパ
ルス幅指令信号Ｓ’ｐに相当する第８図中）のようなパ
ルス幅Ｐ、、Ｐ２のパルスＧＴ、、ＧＴ。

を発生し、これらをＧＴＯ，、ＧＴＯ，のゲートに印加
する。

これらのパルスにより、Ｐ、の期間はＧＴＯ。

を導通、ＧＴＯ，を非導通、Ｐ２の期間はＧＴＯ。

を非導通、ＧＴ０２ｔｌ−導通制御する。

上記した本発明に係る回路方式を用いて電流エレベータ
−を制御する回路の一実施例を第９図に示す。

図において、速度指令と直流電動機に連結された速度発
電機ＰＧの出力とを比較器ＰＣで比較し、その出力を電
機子電流制御指令Ｓｅを得るための関数発生器Ｆｆｆｌ
に入力する。

この電機子電流制御指令Ｓｅと電機子電流を検出する直
流変流器ＣＴの出力を比較器ＰＡで比較し、これらの偏
差を前記した位相角制御用関数発生器Ｆｒｓパルス幅制
御用関数発生器ＦＰＫ入力し、サイリスタのゲートパル
ス発生回路ＰＳおよびＧＴＯのパルス幅発生回路ＰＰを
介して、サイリスタＵ、−Ｗ、の制御遅れ角とＧ’Ｔ　
Ｏ，、ＧＴＯ。

の通流パルス幅を制御して電機子電流を一方向に制御す
る。

一方、速度指令と速度発電機の出力との偏差を界磁電流
制御指令Ｓｔ’Ｆｅ−得るための関数発生器Ｆｔに入力
する。

この界磁電流制御指令Ｓｔに応じて界磁電流制御用移相
器ＦＰＳおよびプッシュプルサイリスタ増幅器ｔｈで界
磁巻線Ｆに流れる電流を正負の両方向に制御する。

電機子電流と界磁電流は、関数発生器ＦｆｆｉとＦｔに
より、エレベータ−が一定速度での走行時のように、比
較的大きなトルクを必要としない場合には、電機子は定
格値になるように一定値制御し、界磁電流の大きさと極
性を変化せしめ、また加減速時のように大きなトルクが
必要な場合は、界磁電流は一定にしておき、電機子電流
を定格値よりも増加させるように制御するものである。

このような制御方式においては電機子電流は一方向で正
逆転、カ行、回生の４象限運転が可能となる特徴がある
。

このように本実施例によれば、３相交流電力の変換およ
び逆変換の力率が改善さ五、電源の容量を低減できる。

また、第１図の従来の実施例においては、回生状態にお
いて停電が生じた場合にサイリスタ回路の出力電圧が零
となるため電機子電流が急増し、サイリスタが破壊する
欠点を除くため電機子回路には通常直流コンタクタを挿
入しておく必要がある。しかし、本実施例では、全波ブ
リッジの直流端子と電動機間にＧＴＯ，、ＧＴＯ２から
成るチョッパ回路を接続しているため、電機子電流があ
るレベルを越える−とＧＴＯｓ　　、ＧＴＯ２をターン
オフするようにオフパルスゲート信号を与えることによ
り電機子電流を切ることが可能となる。したがって直流
コンタクタが不要となり、装置の小形化と原価低減が図
れる。

上記実施例では、電力変換器に３相−直流変換器を用い
た場合について説明したが、その他の多相交流あるいは
単相交流との電力変換を用いてエレベータ−を制御して
も本発明が適用できることは勿論である。

第１０図は、単相交流と直流間の電力変換する場合の一
実施例であり、第１１図はその動作波形である。　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　、第１０図に示
すように、サイリスタＲ，ｒ−”Ｓ。

から成る全波ブリッジ回路の直流端子と直流電動機Ｍと
の間にＧ　Ｔ　Ｏ＋　、　Ｇ　Ｔ　Ｏｔから成るチョッ
パ回路を接続している。

このサイリスタＲ５〜８．の位相角αのみ制御した場合
の出力電圧Ｅｏを第１１図（ａ）に示し、この位相角α
に加えてＧＴＯＲ，、ＧＴＯ８，をパルス幅Ｐで開閉し
た場合の出力電圧Ｅｏを同図（ｂ）に示す。この図は、
制御遅れ、角αを９０’として出力電圧Ｅｏを零とした
場合であり、前記実施例と同様に、パルス幅Ｐを最小に
すれば出力電圧Ｅｏを零としたときの力率を飛躍的に改
善することができる。また、同様に遅れ角αをθ〜１８
０°まで制御し、パルス幅Ｐを最大から最小まで制御す
れば、順変換から逆変換までの全範囲にわたって制御す
ることができる。

以上の実施例においては、基本波力率は改善できるが、
第４図に示すように交流電源には断続した電流が流れる
ため、高調波が発生する。

この高調波は、全波ブリッジとチョッパ回路との間にフ
ィルタ回路を挿入することにより低減できる。その一実
施例を第１２図に、動作波形図を第１３図に示す。

図においｉ、Ｌｏはりアクドル、ＣＤはコンデンサで、
これらでフィルタ回路を構成し、ＬＤに流れる電流ＩＬ
Ｄ　　が連続する定数に選定するものとすると、サイリ
スタＵ、〜Ｗ２の制御遅れ角αを０にしたときの全波ブ
リッジの出力電圧Ｅｏは第１３図中）の波形となる。

そして、上記制御遅れ角α＝Ｏを保持しつつ、前記実施
例と同様にＧＴＯ，をパルス幅Ｐで、ＧＴＯｔをＴ−Ｐ
のパルス幅で第１３図（ｇ）のように開閉制御したとき
のコンデンサＣＤの端子電圧ＥＣ０％負荷りの端子電圧
ＥＬ、’ＪアクドルＬｎを流れる電流Ｉｔ、ｎ　ＸＵ相
の電流Ｉｔｒは第１３図（Ｃ）〜（０のようになる。

このようにすると、電源電流波形を改善できるだけでな
く、全波ブリッジの出力電流ＩＬＤが連続するので、サ
イリスタＵ１〜Ｗ、のゲートパルスは狭幅のパルスでも
点弧できるため、制御回路が簡単になるという効果もあ
る。

以上述べたように、本発明によれば直流エレベータ−の
制御において広い範囲にわたって力率よく電力変換する
ことができ、出力電流のリップル成分も減少して電動機
騒音を小さくすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は一般の３相−直流変換器の主回路図、第２図は
従来の３相−直流変換器における波形図、第３図は本発
明の一実施例の主回路図、第４図は第３図回路の動作説
明用波形図、第５図は電圧指令に対するパルス幅と位相
角の特性図、第６図は第５図の特性を得るための関数発
生回路図、第７図は本発明を用いて直流電動機の電機子
電流を制御する場合の回路図、第８図は第７図の動作説
明用波形図、第９図は本発明に係る回路方式を用いて直
流エレベータ−を制御する回路図、第１０図は本発明の
主回路の他の実施例図、第１１図は第１０図の動作波形
図、第１２図は本発明の他の実施例の主回路図、第１３
図は第１２図の動作波形図である。Ｅ、・・・３相交流電源、Ｕ、Ｖ、Ｗ・・・３相電圧、
ＧＴｏ、、ＧＴＯ，・・・ケートターンオフサイリスタ
、Ｕ＋　　、’　Ｖｂ　　、Ｗｔ　　、Ｕｓ　　、Ｌ　
　、Ｗｔ　”’−サイリスタ、α・・・制御遅れ角、Ｐ
・・・開閉時間幅、ＰＳ、ＰＰ・・・ゲートパルス発生
回路、Ｆａ、ＦＰ・・・関数発生器、ＬＤ・・・リアク
トル、ＣＤ・・・コンデンサ、Ｍ・・・直流電動機電機
子、Ｓ・・・シーブ、Ｃ・・・ケージ、Ｔ、・・・変圧
器、ＰＡ、ＰＣ・・・比較器、ｔｈ・・・プッシュプル
サイリスタ増幅器、ＣＴ・・・直流変流器、ＰＧ・・・
速度発電機。代理人　弁理士　高橋明夫−′−１− ２，１：＼、〜　／＃＋ｒｓｎ？７１０口覇１１５ｆＪ ζ４）第１２１！１

Claims

【特許請求の範囲】１、直流電動機によって駆、動され複数階床を走行する
直流エレベータ−の制御装置において、位相角制御可能
な整流手段を含む全波ブリッジ回路を用いた交流直流間
の電力変換製置去、この変換装置出力をチョッピングす
る開閉手段と、上記変換装置の所望の出力電圧に応じて
上記整流手段の位相角を制御する手段及び上記開閉手段
をチョッピングするためのパルス幅を制御する手段とを
備えたことを特徴とする直流エレベータ−の制御装置。２、特許請求の範囲第１項において、上記電力変換装置
は上記所望出力電圧が所定値以下のとき上記位相角を変
えて、上記所望出力電圧が所望値以上のとき上記パルス
幅を変えるように構成したことを特徴とする直流上４レ
ベーターの制御装置。３、特許請求の範囲第２項において、上記位相角の可変
手段は、上記所望電圧が所定値以下のとき当該所望電圧
に応じて上記位相角を変え、上記所望電圧が所定値以上
のとき上記位相角を最小（制御遅れ角の場合）に保持す
るように構成したことを特徴とする直流エレベータ−の
制御装置。４、特許請求の範囲第２項において、上記パルス幅可変
手段は、上記所望電圧が所定値以下のとき上記パルス幅
を最小に保持し、上記所望電圧が所定値以上のとき当該
所望電圧に応じてパルス幅を変えるように構成したこと
を特徴とする直流エレベータ−の制御装置。