JPS5880911A - ト−ンコントロ−ル回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 トーンコントロール回路は一般にコンデンす及び抵抗器
の組み会わせにより構成されている。従つて、そのよう
なトーンコントロール回路に１例えば第２図ＡＫ示すよ
うに高域成分ｓＨと低域成分８１とを有するオーディオ
信号が供給さ刺ているとき、例えば低域を増強するよう
にトーンコントーールな行６うと、第２図ＢＫ示すよう
に低域成分８Ｌのレベルが大きくなると同時に、位相の
ずれＴ１すなわち、位相歪みを生じてしまう。

仁の発明は、この各信号成分の位相を考慮したトーンコ
ントロール回路を提供すると共に、特にその構成を簡略
化できるようＫしようとするものである。

以下その一例について説明しよう。なお、以下の例にお
いては、第３図に示すように、低域は１００Ｈｉ以下を
±ｌ０ＩＢの範囲にゎたっ【調整でき。

高域は！！＄ｋＨｚ以上を±１０ｄＢの範囲にゎたって
調整できるようｋした場合である。

ｊｌｌｍｌにおいて、アナｐグのオーディオ信号が、入
力端子（１）を通じてム／Ｄ′３ンバータ（２）に供給
され、周液数が例えば５０ｋＨｚでサンプリングされ【
デジタル信号８ｓ＋　Ｋ変換され、この信号８ｓがｐ−
パスフィルタ（１ｍ）Ｋ供給される。

このフィルタａ１）は、乗算回路（係数回路）　ａｔ〜
ａ１・と、遅延回路Ｄ１〜ＤＩＯと、加算回路Ａ１〜Ａ
Ｉとにより１６次のＩＩＲ形に構成される。すなわち、
信号Ｓ意が乗算回路ム１１を通じて減算回路Ａ１に供給
され、その減算出力が遅延回路Ｄ１　ｅ　ＤＮに順次供
給され、その各避電出力が乗算回路”１　ｍ　”２を通
じ１て減算回路ムＩＫフィードバックされる。

また、減算回路ム凰の出力が加算回路Ａ４　Ｋ供給され
ると共に、遅延回路Ｄ１　ｅ　ＤＮの出力が乗算回路”
Ｓ　ｍ　”４を通し文論算回路ムｆｉＫフィードフォワ
ードされる。

′−そして、以下同様に＋避電出力がフィードパンク及
びフィードフオワードされる。なお１回路ム１８〜ム１
ｓは乗算回路である。また、この場合、遅延回路Ｄ１〜
Ｄ１・の遅延時間は、Ａ／Ｄコンバータ（２）Ｋおける
す１１９７１周波数の逆数、すなわち、１！Ｏμ秒とさ
れる・さらに、乗算回路ａｘ　””　ａｓｓの乗数（係
数）は、例えば第８図に示すように選定され、乗算回路
ム１１〜ムＩｍの乗数はすべて１とされる。

従って、フィルタａυの周波数特性は第６図に実線で示
すような低域通過特性（阻止帯域の損失は４７　ｄＢ以
上）となり、このフィルタ０υの出方信号８鳳凰は端子
（１）の入力信号の低域成分である。また、このどき、
フィルタ０υの群遅延時間特性は第６図ＫＭＩＩで示す
ようになり、通過帯域において、平坦である。

そして、この低域成分の信号８１１が乗算回路αりに供
給されると共に、制御回路Ｑ３１から制御信号８１Ｂが
乗算回路ａｚに供給され、信号８１１は信号８ｔｓｋよ
り信号８１１の示すレベルが第４図に示すように制御さ
れ、その出力信号８１２が加算回路（３）Ｋ供給される
。

マタ、コンバータ（２）からの信号Ｓ２が遅延回路Ｑ１
を通じて加算回路（３）に供給される。この遅延回路Ｑ
υは、加算回路（３）Ｋ供給される信号Ｓ虞と信号８１
雪との遅延時間の差をなくすためのものであり、このた
め、遅延回路Ｑυはフィルタａｌｌおける遅延−路と同
様の５３個の遅延回路Ｄ１〜ＤＤ　Ｋより構成される。

さらに、フィルタ６１１）の遅延回路Ｉ）ｕから信号Ｓ
３が散り出され、仁の信号８３がハイ、パスフィルタｅ
ｌｌ）Ｋ供給される。このフィルタａ１）は係数が対称
な２次のＦＩＲ形に構成されているもので、遅延回路Ｄ
ｔｓＤ！と、乗算回路ｂ１〜ｂｓと、加算回路Ｂ１とを
有する。なお、乗算回路ｂ１〜ｂ３０乗数は例えば第９
図に示すように選定される。

従って、フィルタｅｌｌ）の周波数特性は第７図に示す
ような高域通過特性（阻止帯域の損失は５４　ｄＢ以上
）となり、その出力信号ｓｉｔは端子（１）の人力信号
の高域成分である。また、この信号Ｓａｔと、加算回路
（３）Ｋ供給されている信号８１２　＊　８２との間に
遅延時間の差を生じることがない。

そし【、゛この高域成分の信号８３１が乗算回路ｃＩ邊
に供給されると共に、制御回路（至）から制御信号ＳＳ
Ｓが乗算回路−に供給され、信号８３１は信号ＳＳＳに
より信号８ｍ１の示すレベルが詑５図に示すように制御
され、その出力信号８ｎが加算回路（３）Ｋ供給される
。

従って、加算回路（３）からは、信号８１！　＊　８＄
１　ａ　８ｍｌの加算信号８ｓが取り出されると共に、
この信号８３は、−第３図に示すような周波数特性にな
る。

すなわち、制御信号ＳｔＳにより低域成分８凰３のレベ
ルは、第４７図に示すように変化し、この低域成分８１
重が平坦な特性の信号８２に加算されるので、加算信号
８Ｂ　Ｋ＠　ｔ　ｔｌる低域成分ＳｔＺは第３図に示す
ように変化する。また、制御信号ｓｓｓ　Ｋより高域成
分８１ｇのレベルは、嬉５図に示すように変化し、この
高域成分ＳＯが平坦な特性の信号８ｍｋ加算されるので
、加算信号Ｓ３に含まれる高域成分ｓｉｔは第３図に示
すように変化する。従って、信号８ｓは、制御信号８１
１　ｔ　８３３により第３図に示すよ５に変化する周波
数特性になる。

セし【、この信号８ｓがＤ／Ａコンバータ（４）に供給
され【アナログのオーディオ信号とされ、これが出力端
子（５）Ｋ取り出される。

ζうし【、この発明によれば、オーディオ信号のトーン
；ントロールができるが、この場合、特にこの発明によ
れば、平坦な特性の信号８ｔＫ低域成分８１雪及び高域
成分８８１を加算して所望の周波数特性を得ると共に、
このと１１低域成分８１２を取り出すフィルタαυの群
遅鷺時ｊＩｌｌｆｆ特性は、第６図に破線で示すように
通過帯域において平坦であり、高域成分Ｓ３雪を取り出
すフィルタＧυは、係数が対称存ＦＩＲ形に構成してい
るので、その通過帯域におい【群週蔦時間特性が一定で
ある。従って、信号８１１　ｅ　８１ｍ　Ｋ位相のずれ
を生じることがなく、従って、端子（５）の出力信号に
含まれる低域成分８１ｍと中域成分と高域成分８３３と
の間にも位相ずれ、すなわち、位相歪みを生じることが
ない。

また、特に、この発明によれば、ｉ−ぶスフイルタａυ
をＩＩＲ形に構成しているので、簡単である。すなわち
、四−パスフィルタ（１１）をＦＩＲ形に構成すると、
第６図の特性と同等の特性を得るＫは、そのＦＩＲ形ｗ
−パスフィルタを９８次のフィルタとしなければならな
い、そして、このように次数が多いとぎ、これをハード
ウェアで実現すると、乗算回路、遅延回路及び加算回路
の数が極めて多くなり【規模が著しく大きく実用性がな
くなり、一方、ン７トウエアで実現す・ると、乗算及び
加算の回数がやはり極めて多いので、処理速度が遅くな
り、リアルタイム処理が困難になって実用性がなくなる
。

しかし、くの発明によれば、フィルタａυをＩＩＲ形に
構成しているので、第１図に示すようにフィルタ卸の次
数は１６次でよく、従って、簡単に構成でき、リアルタ
イム処理もできる。

第１０１１に示す例においては、低域、中域、高域の位
相（遅延）をも調整できるようＫした場合である。

すなわち、フィルタＱυからの低域成分Ｓ口と、遅延回
路Ｑυからの平坦な特性の信号８３と、フィルタｃｌＢ
からの高域成分８３１とが減算回路（６）　Ｋ供給され
、信号Ｓ３から両成分Ｓ１１　ｅ　Ｓ３１が減算されて
中域成分Ｓ６が取り出される。そして、これら各成分８
１１　＊　８＠　＃　８ｓｘが可変遅延回１１ｒＱ４）
　、　ＣｌＦ４）　、　ｆ：３４に供給されると共に、
制御回路（１５１、（ハ）、ＣｌＦ３からの制御信号に
より遅延回路Ｉ−−）の遅延時間がそれぞれ制御される
。

そして、遅延回路ａ４からの低域成分Ｓｔｔが乗算回路
ａりに供給され、遅延回路（ハ）からの中域成分Ｓ＠が
加算回路（３）　ｋ供給されると共に１遅延回路Ｃ３４
）がらの高域成分８１１が乗算回路（（３に供給される
。

従って、端子（５）Ｋはトーンコントロールされたオー
ディオ信号が敗り出されると共に、その各帯域成分の遅
延は所望の大きさに調整されたものとなる。

【図面の簡単な説明】

第１図、鮪１Ｇ図はこの発明の一例の系統図、第２図〜
第９図はその説明のための図である。 ■は冒−パスフィルタ、　（１１１はバイパスフィルタ
である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 オーディオ信号かもム／Ｄ変換されたデジタル信号が供
   給され！ＩＩＲ形の■−バスフィルタと、上記デジタル
   信号が供給されるバイパスフィルタと、上記Ｈ−Ａ゛ス
   ツイルタ出力を制御し【この出力がＤ／ム変換されたと
   きの信号成分のレベルを制御する第１の乗算回路と、上
   記バイパスフィルタの出力を制御してこの出力がＤ／ム
   変換されたときの信号成分のレベルを制御する第２の乗
   算回路と、上記第１の乗算回路の出力と上記第２の乗算
   回路の出力と上記オーディオ信号の少なくとも中域成分
   を有するデジタル信号とを加算する加算ａ賂とを有し、
   この加算回路からトーンコント冒−ルされた上記オーデ
   ィオ信号のデジタル信号を取９出すようにしたトーンコ
   ントロール回路。