JPS5890844A - Ａｄ変換装置 - Google Patents
Ａｄ変換装置Info
- Publication number
- JPS5890844A JPS5890844A JP18969281A JP18969281A JPS5890844A JP S5890844 A JPS5890844 A JP S5890844A JP 18969281 A JP18969281 A JP 18969281A JP 18969281 A JP18969281 A JP 18969281A JP S5890844 A JPS5890844 A JP S5890844A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- analog
- output
- subtractor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/04—Differential modulation with several bits, e.g. differential pulse code modulation [DPCM]
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Signal Processing Not Specific To The Method Of Recording And Reproducing (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はＡＤ変換装置に係り、アナログ信号を周波数変
調等の角度変調をして得九被角度変調波信号をディジタ
ル信号に“変換することによプ、ディジタル信号を得る
ときのデータ量を削減でき、また簡単で安価な構成の回
路により雑音の混入による誤動作期間が短かく、正しく
変換されたディジタル信号を出力し得るＡＤ変換装置を
提供することを目的とする。
調等の角度変調をして得九被角度変調波信号をディジタ
ル信号に“変換することによプ、ディジタル信号を得る
ときのデータ量を削減でき、また簡単で安価な構成の回
路により雑音の混入による誤動作期間が短かく、正しく
変換されたディジタル信号を出力し得るＡＤ変換装置を
提供することを目的とする。
従来より、ＶＴＲの再生信号の時間軸変動を補正するた
めのメモリに供給するため、その他種々の用途に、映倫
信号等のアナログ信号をディジタル信号に変換するＡＤ
変換装置が使用される。かかるＡＤ変換装置の高能率符
号化のため、従来、第１図に示す如き差分パルス符号変
調（Ｄ Ｐ ＣＭ）を行なう装置があった。同図におい
て、入力端子１に入来したアナログ信号ｅｉは減算器２
に供給され、ここで復号化器９よりの１クロツク前のア
ナログ信号ｅ０と減算されて差信号ｅＤＫ変換された後
符号化器３に供給され、ここで符号化される０符号化器
３より取り出された符号化ビット数ｎのディジタル信号
ＥＤは加算器４に供給される一方、出力端子５へ出力さ
れる。加算器４はこのディジタル信号ＥＤと、１クロツ
ク前までのディジタル信号ＥＤの加算出力を割算器７に
より所定の係数で割算して得た信号Ｅ、／との加算を行
ないその加算出力信号Ｅ０ をラッチ６に供給してラ
ッチさせる。ラッチ６よりディジタル信号ＥＤとタイミ
ングの合わせられた信号Ｅ１ が取り出されて割算器
７に供給される一方、ラッチ８に供給され、これよりデ
ィジタル信号ＥＤとタイミングの合わせられた信号Ｅ、
が出力される。この信′号に、は復号化器９に供給され
て復号化されてアナログ信号・。とされた後、減算器２
へ供給される。
めのメモリに供給するため、その他種々の用途に、映倫
信号等のアナログ信号をディジタル信号に変換するＡＤ
変換装置が使用される。かかるＡＤ変換装置の高能率符
号化のため、従来、第１図に示す如き差分パルス符号変
調（Ｄ Ｐ ＣＭ）を行なう装置があった。同図におい
て、入力端子１に入来したアナログ信号ｅｉは減算器２
に供給され、ここで復号化器９よりの１クロツク前のア
ナログ信号ｅ０と減算されて差信号ｅＤＫ変換された後
符号化器３に供給され、ここで符号化される０符号化器
３より取り出された符号化ビット数ｎのディジタル信号
ＥＤは加算器４に供給される一方、出力端子５へ出力さ
れる。加算器４はこのディジタル信号ＥＤと、１クロツ
ク前までのディジタル信号ＥＤの加算出力を割算器７に
より所定の係数で割算して得た信号Ｅ、／との加算を行
ないその加算出力信号Ｅ０ をラッチ６に供給してラ
ッチさせる。ラッチ６よりディジタル信号ＥＤとタイミ
ングの合わせられた信号Ｅ１ が取り出されて割算器
７に供給される一方、ラッチ８に供給され、これよりデ
ィジタル信号ＥＤとタイミングの合わせられた信号Ｅ、
が出力される。この信′号に、は復号化器９に供給され
て復号化されてアナログ信号・。とされた後、減算器２
へ供給される。
上記の従来装置において、符号化器３．復号化器９．ラ
ッチ６．８等圧供給される第２図（Ｂ）及び第３図（６
）に夫々示す周波数ｆｃのサンプルクロックに対し、入
力アナログ信号・ｉが第２図（４）に示す如く周波数１
ｆｃの三角波であるときは、減算器２の出力信号６ｐは
第２図ＤＫ示す如き台形波となる。一方、入力アナログ
信号ｅ１が第３図囚に示す如く周波数が１ｆＣで、かつ
、第２図（４）に示し九三角波と同一振幅である三角波
である場合は、減算器２の出力信号波形は第３図Ｃ）に
示す如き台形波となり、またその振幅は第２図Ｃ）に示
した台形波の２倍のＶとなる。
ッチ６．８等圧供給される第２図（Ｂ）及び第３図（６
）に夫々示す周波数ｆｃのサンプルクロックに対し、入
力アナログ信号・ｉが第２図（４）に示す如く周波数１
ｆｃの三角波であるときは、減算器２の出力信号６ｐは
第２図ＤＫ示す如き台形波となる。一方、入力アナログ
信号ｅ１が第３図囚に示す如く周波数が１ｆＣで、かつ
、第２図（４）に示し九三角波と同一振幅である三角波
である場合は、減算器２の出力信号波形は第３図Ｃ）に
示す如き台形波となり、またその振幅は第２図Ｃ）に示
した台形波の２倍のＶとなる。
すなわち、−符号化ビット数ｎを第３図０に示す台形波
の振幅Ｖの時蛾大となるよう設定すると、周波数ＬｆＣ
の三角波が入来したときに減算器２から出力される第２
図Ｃ）Ｋ示す台形波に対する符号化ビット数は２（ｎ−
１’） でよく、このため利用効率は入力アナログ信
号ｅ１の周波数が高くなる程良くなる。換言すれば、減
算器２の出力信号の符号化ビット数に対する利用効率は
、周波数に対し５ ｄ Ｂ １０ ｃ ｔの特性を示す
。
の振幅Ｖの時蛾大となるよう設定すると、周波数ＬｆＣ
の三角波が入来したときに減算器２から出力される第２
図Ｃ）Ｋ示す台形波に対する符号化ビット数は２（ｎ−
１’） でよく、このため利用効率は入力アナログ信
号ｅ１の周波数が高くなる程良くなる。換言すれば、減
算器２の出力信号の符号化ビット数に対する利用効率は
、周波数に対し５ ｄ Ｂ １０ ｃ ｔの特性を示す
。
そこで、既に公表されているテレビジョン信号の符号化
では、テレビジョン信号の周波数に対するレベル値が統
計的にみて一６ｄａ１０ｃｔ であることを利用して
第１図に示す装置を使用していた。
では、テレビジョン信号の周波数に対するレベル値が統
計的にみて一６ｄａ１０ｃｔ であることを利用して
第１図に示す装置を使用していた。
しかしながら、上記の統計的予測に基づかないテレビジ
ョン信号が入来した場合は、上記の従来装置では正確に
ディジタル信号の変換並びに正しい再生信号ｅ０が得ら
れなかった。すなわち、入力アナログ信号８１が第４図
囚に示す如くテレビジョン信号であって、かつ、その画
像情報が黒から白へ、また白から黒へ急敏に変化するよ
うな信号部ａを有している場合は、減算器２から得られ
る差信号ｅＤは信号部ａのみに着目したとき、同図の）
に示す如き理想的な波形とはならず、同図０に示す如き
波形となり、このため復号化器９より取り出される再生
信号ｅ。は同図０）Ｋ示す如くＫなり、原信号ａとは著
しく異なった波形となってしまう。
ョン信号が入来した場合は、上記の従来装置では正確に
ディジタル信号の変換並びに正しい再生信号ｅ０が得ら
れなかった。すなわち、入力アナログ信号８１が第４図
囚に示す如くテレビジョン信号であって、かつ、その画
像情報が黒から白へ、また白から黒へ急敏に変化するよ
うな信号部ａを有している場合は、減算器２から得られ
る差信号ｅＤは信号部ａのみに着目したとき、同図の）
に示す如き理想的な波形とはならず、同図０に示す如き
波形となり、このため復号化器９より取り出される再生
信号ｅ。は同図０）Ｋ示す如くＫなり、原信号ａとは著
しく異なった波形となってしまう。
また上記の従来装置は、その動作中に誤差が発生した場
合、誤差も加算されるため、定期的に誤差を補正する手
段が必要であり、回路構成が複雑であった０更に上記の
゛従来装置は前記した如く、周波数に対し、減算器２の
出方信号の符号化ビット数に対する利用効率が６ｄｌ１
１０ｃｔであり、利用効率が悪いという欠点を有してい
た。
合、誤差も加算されるため、定期的に誤差を補正する手
段が必要であり、回路構成が複雑であった０更に上記の
゛従来装置は前記した如く、周波数に対し、減算器２の
出方信号の符号化ビット数に対する利用効率が６ｄｌ１
１０ｃｔであり、利用効率が悪いという欠点を有してい
た。
本発明は上記の諸欠点を悉く除去したものであり、第５
図以下の図面と共にその一実施例につき説明する。
図以下の図面と共にその一実施例につき説明する。
第５図は本発明になるＡＤ変換装置の一実施例のブロッ
ク系統図を示す０同図中、第１図と同一構成部分には同
一符号を付し、その説明を省略する。入力端子１に入来
したアナログ信号ｅｉは周波数変調器１０に供給され、
ここで周波数変調されて周波数変調波信号’ＦＭとされ
た後、低域フィルタ１１により一６ｄｌ１１０ｃｔ
の割合で高周波教程減衰された周波数変調波信号ｅ ′
とされて減算Ｍ 器２の一方の入力端子に供給される。
ク系統図を示す０同図中、第１図と同一構成部分には同
一符号を付し、その説明を省略する。入力端子１に入来
したアナログ信号ｅｉは周波数変調器１０に供給され、
ここで周波数変調されて周波数変調波信号’ＦＭとされ
た後、低域フィルタ１１により一６ｄｌ１１０ｃｔ
の割合で高周波教程減衰された周波数変調波信号ｅ ′
とされて減算Ｍ 器２の一方の入力端子に供給される。
第１０図は低域フィルター１の一実施例の回路図を示す
。同図に示す如く、低域フィルター１は入力端子１２に
ペースが接続されているＮＰＮ トランジスタＱ、と、
トランジスタＱ、のコレクタ抵抗（抵抗値Ｒ）及びエミ
ッタ抵抗（抵抗値Ｒ／）と、電界効果トランジスタ（Ｆ
ＥＴ）Ｑ＊と、トランジスタＱ、のベース及びＦ Ｅ
Ｔ Ｑ、のゲート間と接地間に接続されたコンデンサ（
容量値Ｃ）等枠よりなり、トランジスタＱ、のコレクタ
より増幅した入力信号を取り出して容量値Ｃのコンデン
サに供給し、これにより生じたコンデンサの両端間の電
圧をソースホロワを構成するＦ Ｅ Ｔ Ｑ、によりイ
ンピーダンス変換して出力端子１３へ出力する構成とさ
れでいる。いま、入力端子１２の入力電圧をＶｉ 。
。同図に示す如く、低域フィルター１は入力端子１２に
ペースが接続されているＮＰＮ トランジスタＱ、と、
トランジスタＱ、のコレクタ抵抗（抵抗値Ｒ）及びエミ
ッタ抵抗（抵抗値Ｒ／）と、電界効果トランジスタ（Ｆ
ＥＴ）Ｑ＊と、トランジスタＱ、のベース及びＦ Ｅ
Ｔ Ｑ、のゲート間と接地間に接続されたコンデンサ（
容量値Ｃ）等枠よりなり、トランジスタＱ、のコレクタ
より増幅した入力信号を取り出して容量値Ｃのコンデン
サに供給し、これにより生じたコンデンサの両端間の電
圧をソースホロワを構成するＦ Ｅ Ｔ Ｑ、によりイ
ンピーダンス変換して出力端子１３へ出力する構成とさ
れでいる。いま、入力端子１２の入力電圧をＶｉ 。
出力端子１３より取り出される出力電圧をｖｏ とす
ると、出力電圧ｖ０は次式で表わされる。
ると、出力電圧ｖ０は次式で表わされる。
Ｖｏ ” Ｖ ｉ’ （Ｒ・−） ／ （−一＋Ｒ）
ＪωＣコ′ωＣ ＝ｖｌ′／（ｊ＃Ｃ＋Ｔｔ） 一１５ｄ１１０ＣＬ の低域フィルタを通したことと
等価となる０従って、コンデンサのインピーダンスｊ―
Ｃをπに比較して充分大なる値に設定することにより簡
単なＲ，Ｃ構成の低域フィルタ１１を構成することがで
きる。
ＪωＣコ′ωＣ ＝ｖｌ′／（ｊ＃Ｃ＋Ｔｔ） 一１５ｄ１１０ＣＬ の低域フィルタを通したことと
等価となる０従って、コンデンサのインピーダンスｊ―
Ｃをπに比較して充分大なる値に設定することにより簡
単なＲ，Ｃ構成の低域フィルタ１１を構成することがで
きる。
低域フィルタ１１より取り出された周波数変調波信号ｅ
、は第１図に示したＡＤ変換装置と略Ｍ 同様構成の回路によりディジタル信号ＥＤに変換されて
出力端子５より出力される。なお、第１図に示した割算
器７は減算器２に供給される信号がテレビジョン信号の
ような各周波数の合成波形でなく、単純波形であるため
、特に必要はなく省略できる〇 このように、ＡＤ変換されるべきアナログ信号を周波数
変調して、振幅一定の周波数変調波信号”ＦＭ を得
た後、予め−５ｄ Ｂ ／ Ｏｃ ｔで減衰した後減算
器２へ供給するようＫしているから、周波数が変化して
もレベル変化のない差信号ｅＤが得ら低域フィルタ１１
の出力周波数変調波信号ｅＦＭ’の周波数が９のときは
第６図（４）に示す如く犬で（４）〜Ｃ）と共に夫々説
明したようＶこ、減算器２より取り出される差信号ｅＤ
の振幅は減算器２０入力信号周波数に対して５ ｄ ｍ
／ ｏ ｃ ｔ の特性を示すから、第６図囚と第
７図（４）に示す周波数に応じて一６ｄａ１０ａｔの振
幅とされる周波数変調波信号ｅＦＭ′が減算器２に供給
される本実施例の場合の差信号ｅＤの振幅は第６図日、
第７図Ｃ）に示す如くいずれも同一振幅Ｖとなる。従つ
七、本実施例によれば符号化ビット数が常に最大のもの
が使えるから、利用効率は従来装置に比し大とな゛る。
、は第１図に示したＡＤ変換装置と略Ｍ 同様構成の回路によりディジタル信号ＥＤに変換されて
出力端子５より出力される。なお、第１図に示した割算
器７は減算器２に供給される信号がテレビジョン信号の
ような各周波数の合成波形でなく、単純波形であるため
、特に必要はなく省略できる〇 このように、ＡＤ変換されるべきアナログ信号を周波数
変調して、振幅一定の周波数変調波信号”ＦＭ を得
た後、予め−５ｄ Ｂ ／ Ｏｃ ｔで減衰した後減算
器２へ供給するようＫしているから、周波数が変化して
もレベル変化のない差信号ｅＤが得ら低域フィルタ１１
の出力周波数変調波信号ｅＦＭ’の周波数が９のときは
第６図（４）に示す如く犬で（４）〜Ｃ）と共に夫々説
明したようＶこ、減算器２より取り出される差信号ｅＤ
の振幅は減算器２０入力信号周波数に対して５ ｄ ｍ
／ ｏ ｃ ｔ の特性を示すから、第６図囚と第
７図（４）に示す周波数に応じて一６ｄａ１０ａｔの振
幅とされる周波数変調波信号ｅＦＭ′が減算器２に供給
される本実施例の場合の差信号ｅＤの振幅は第６図日、
第７図Ｃ）に示す如くいずれも同一振幅Ｖとなる。従つ
七、本実施例によれば符号化ビット数が常に最大のもの
が使えるから、利用効率は従来装置に比し大とな゛る。
ＷＫ、本発明ではディジタル信号に変換する信号を周波
数変調波信号”ＦＭ’としているため、例えばアナログ
信号６ｔ がテレビジョン信号であり、正常な時は従来
装置の復号化器９からは第８図（４）に示す如き正常な
テレビジョン信号が再生信号ｅ。
数変調波信号”ＦＭ’としているため、例えばアナログ
信号６ｔ がテレビジョン信号であり、正常な時は従来
装置の復号化器９からは第８図（４）に示す如き正常な
テレビジョン信号が再生信号ｅ。
とじて取り出され、本実施例の場合は前記した如く第８
図＠に示す如き正常な波形の周波数変調波信号が復号化
器９より取り出されることは勿論であるが、誤動作時は
従来装置の再生信号ｅ０が第９図（４）ｋ示す如く誤信
号部分すやクリップ部分Ｃを有するテレビジョン信号で
あるのに対し、本実施例における誤動作時は復号化器９
よりの周波数変調波信号ｅ。は同図の）に実線で示す如
く、誤信号部分ｂ′ やクリップ部分Ｃ′ を生じるが
、その影響は周波数変調波信号ｅ。が高周波数であるか
ら短かくて済む。因みに、周波数変調波信号ｅ□。
図＠に示す如き正常な波形の周波数変調波信号が復号化
器９より取り出されることは勿論であるが、誤動作時は
従来装置の再生信号ｅ０が第９図（４）ｋ示す如く誤信
号部分すやクリップ部分Ｃを有するテレビジョン信号で
あるのに対し、本実施例における誤動作時は復号化器９
よりの周波数変調波信号ｅ。は同図の）に実線で示す如
く、誤信号部分ｂ′ やクリップ部分Ｃ′ を生じるが
、その影響は周波数変調波信号ｅ。が高周波数であるか
ら短かくて済む。因みに、周波数変調波信号ｅ□。
ｅ ｙ Ｍ’ ＋ ６０の周波数帯域は、現行のＶＴＲ
のタイムベースコレクタの一部に本発明装置を用いる場
合は、現行のＶＴＲの周波数変調映倫信号帯域程度であ
り、映倫信号のベースバンドに比し高周波数である。ま
た低域フィルタ１１のカットオフ周波数は、例えば周波
数変調波信号”ＦＭ の−次側波帯を含めた帯域の下限
周波数程度に選定される。
のタイムベースコレクタの一部に本発明装置を用いる場
合は、現行のＶＴＲの周波数変調映倫信号帯域程度であ
り、映倫信号のベースバンドに比し高周波数である。ま
た低域フィルタ１１のカットオフ周波数は、例えば周波
数変調波信号”ＦＭ の−次側波帯を含めた帯域の下限
周波数程度に選定される。
なお、本発明装置によりディジタル信号に変換されるア
ナログ信号ｅｌはテレビジ叢ン信号に限られるものでは
なく、音声信号その他のアナログ信号に適用できること
は勿論である。また周波数変調器１０の代りに位相変調
器を用いてもよい。
ナログ信号ｅｌはテレビジ叢ン信号に限られるものでは
なく、音声信号その他のアナログ信号に適用できること
は勿論である。また周波数変調器１０の代りに位相変調
器を用いてもよい。
上述の如く、本発明になるＡＤ変換装置は、アナログ信
号を角度変調する角度変調器と、角度変調器の出力被角
度変調波信号の高域周波数を減衰させて差分パルス符号
変調回路に供給する低域フィルタとを具備するようにし
たため、簡単な回路構成により差分パルス符号変調回路
内の復号化器の出力再生信号が従来装置のような統計値
に基づくものではなく正確に得ることができ、また差分
信号の振幅を周波数の変化によらず略一定にできるので
、符号化ビット数の利用効率を従来に比し大幅に向上す
ることができ、ディジタル化する際のデータ量を削減で
き、更に誤信号の混入がありても誤動作期間が短かくて
済む、ので、誤動作の修正が短時間でできる勢の特長を
有するものである０
号を角度変調する角度変調器と、角度変調器の出力被角
度変調波信号の高域周波数を減衰させて差分パルス符号
変調回路に供給する低域フィルタとを具備するようにし
たため、簡単な回路構成により差分パルス符号変調回路
内の復号化器の出力再生信号が従来装置のような統計値
に基づくものではなく正確に得ることができ、また差分
信号の振幅を周波数の変化によらず略一定にできるので
、符号化ビット数の利用効率を従来に比し大幅に向上す
ることができ、ディジタル化する際のデータ量を削減で
き、更に誤信号の混入がありても誤動作期間が短かくて
済む、ので、誤動作の修正が短時間でできる勢の特長を
有するものである０
第１図は従来装置の一例を示すブロック系統図、第２図
（Ａ）−（Ｃり 、第３図■〜口及び第４図（４）〜０
は夫々第１図の動作説明用信号波形図、第５図は本発明
装置の一実施例を示すブロック系統図、第６図囚〜ロ、
第７図（Ａ〜０は夫々第５図の動作説明用信号波形図、
第８図囚、（Ｂ）及び第９図囚、＠）は夫々第１図と第
５図の正常時と誤動作時の再生信号波形を示す図、第１
０図は第５図の要部の一実施例を示す回路図である。 １・・Φアナログ信号入力端子、２・・・減算器、３・
・・符号化器、４・・−加算器、５・・・ディジタル信
号出力端子、９・・・復号化器、１０−＠・周波数変調
器、１１・・・低域フィルタ０ 第３図 第４図 （Ａ） （Ｂ） （Ｃ）
（Ｄ） 第７図 第８図 第９図 第１０図 ■
（Ａ）−（Ｃり 、第３図■〜口及び第４図（４）〜０
は夫々第１図の動作説明用信号波形図、第５図は本発明
装置の一実施例を示すブロック系統図、第６図囚〜ロ、
第７図（Ａ〜０は夫々第５図の動作説明用信号波形図、
第８図囚、（Ｂ）及び第９図囚、＠）は夫々第１図と第
５図の正常時と誤動作時の再生信号波形を示す図、第１
０図は第５図の要部の一実施例を示す回路図である。 １・・Φアナログ信号入力端子、２・・・減算器、３・
・・符号化器、４・・−加算器、５・・・ディジタル信
号出力端子、９・・・復号化器、１０−＠・周波数変調
器、１１・・・低域フィルタ０ 第３図 第４図 （Ａ） （Ｂ） （Ｃ）
（Ｄ） 第７図 第８図 第９図 第１０図 ■
Claims (1)
- アナログ信号を差分パルス符号変調回路によりディジタ
ル信号に変換して出力するＡＤ変換装置くおいて、上記
アナログ信号を角度変調する角度変調器と、該角度変調
器の出力被角度変調波信号の高域周波数を減衰させて上
記差分パルス符号変調回路に供給する低域フィルタとを
具備したことを特徴とするＡＤ変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18969281A JPS5890844A (ja) | 1981-11-26 | 1981-11-26 | Ａｄ変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18969281A JPS5890844A (ja) | 1981-11-26 | 1981-11-26 | Ａｄ変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5890844A true JPS5890844A (ja) | 1983-05-30 |
| JPS6248410B2 JPS6248410B2 (ja) | 1987-10-14 |
Family
ID=16245584
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18969281A Granted JPS5890844A (ja) | 1981-11-26 | 1981-11-26 | Ａｄ変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5890844A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0286811A (ja) * | 1988-05-09 | 1990-03-27 | Sankyo Kogyo Kk | 乾式脱臭装置及び準乾式脱臭装置 |
-
1981
- 1981-11-26 JP JP18969281A patent/JPS5890844A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6248410B2 (ja) | 1987-10-14 |
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