JPS589459A - 直交形位相変調器 - Google Patents
直交形位相変調器Info
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- JPS589459A JPS589459A JP56106519A JP10651981A JPS589459A JP S589459 A JPS589459 A JP S589459A JP 56106519 A JP56106519 A JP 56106519A JP 10651981 A JP10651981 A JP 10651981A JP S589459 A JPS589459 A JP S589459A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
- H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
- H04L27/2071—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states in which the data are represented by the carrier phase, e.g. systems with differential coding
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
線形の直交形位相変調器に関する。
自動車電話やコードレス電話、警察無線等の移動通信に
ディジタル変調を適用する場合、周波数帯域の有効利用
の点から出来るだけ狭帯域であると共に、フェージング
や移動機器としての電力の有効利用等から、非線形増幅
が可能なように、変調波形かだ包結線形であることが望
ましい。このような移動通信への適用を目的とした狭帯
域ディジタル変調方式として、変調波形を一定に保ちつ
つ、スペクトルの占有帯域幅を出来るだけ狭帯域化する
位相変調方式がいくつか提案されている。例えば、ベー
スバンド信号における前後の数タイムスロットのデータ
からアイパターンの開口率劣化を小さく保ちつつ帯域外
の漏洩電力が最も小さくなるように位相変化の軌跡を計
算して最適化する位相変調方式がある。このような変調
方式に使用される位相変調器の一つとして直交形位相変
調器がある。
ディジタル変調を適用する場合、周波数帯域の有効利用
の点から出来るだけ狭帯域であると共に、フェージング
や移動機器としての電力の有効利用等から、非線形増幅
が可能なように、変調波形かだ包結線形であることが望
ましい。このような移動通信への適用を目的とした狭帯
域ディジタル変調方式として、変調波形を一定に保ちつ
つ、スペクトルの占有帯域幅を出来るだけ狭帯域化する
位相変調方式がいくつか提案されている。例えば、ベー
スバンド信号における前後の数タイムスロットのデータ
からアイパターンの開口率劣化を小さく保ちつつ帯域外
の漏洩電力が最も小さくなるように位相変化の軌跡を計
算して最適化する位相変調方式がある。このような変調
方式に使用される位相変調器の一つとして直交形位相変
調器がある。
これは振幅が等しく互いに位相が直交する２つの搬送波
を、信号処理した２つのベースバンド信号で平衡変調し
た後、これらを加え合わせることによシ位相変調を行う
ものである。平衝変調器全便った従来の直交形位相変調
器の一例を第１図に示す。
を、信号処理した２つのベースバンド信号で平衡変調し
た後、これらを加え合わせることによシ位相変調を行う
ものである。平衝変調器全便った従来の直交形位相変調
器の一例を第１図に示す。
第１図において、入力端子１θよｐのベースバンド信号
φ（１）は波形変換回路１１．１２によってベースバン
ド信号の正弦成分歯φ（１）および余弦成分いφ（１）
に変換され、平衡変調器１３．１４にそれぞれ加えられ
る。一方、発振器１５より搬送波が出力され、平衡変調
器１３に加えられると共に９０°移送器１６を介して平
衡変調器１４に加えられる。平衡変調器１３．１４の出
力は加算回路１７によって加算された後、リミッタ１８
によって一定の包絡線にされて出力端子１９に位相変調
信号として出力される。
φ（１）は波形変換回路１１．１２によってベースバン
ド信号の正弦成分歯φ（１）および余弦成分いφ（１）
に変換され、平衡変調器１３．１４にそれぞれ加えられ
る。一方、発振器１５より搬送波が出力され、平衡変調
器１３に加えられると共に９０°移送器１６を介して平
衡変調器１４に加えられる。平衡変調器１３．１４の出
力は加算回路１７によって加算された後、リミッタ１８
によって一定の包絡線にされて出力端子１９に位相変調
信号として出力される。
今、発振器１５より平衡変調器１３に加わる搬送波ｋａ
ｙｓωｔとすれは、９０°移相器１６よシ平衡変調器１
４に加わる搬送波は比ωｃｔとなり平衡変調器１３．１
４の出力Ａ、Ｂは次のようになる。
ｙｓωｔとすれは、９０°移相器１６よシ平衡変調器１
４に加わる搬送波は比ωｃｔとなり平衡変調器１３．１
４の出力Ａ、Ｂは次のようになる。
Ａ＝出φ（１）・邸ω。ｔ ・・・ （１）
Ｂ＝弼φ（１）・歯ωｔ ・・・ （２
）に れらの出力Ａ、Ｂは加算回路１７によって加算された後
、リミッタ１８を介して出力されるがこの出力ＰＧは次
のようになる Ｐ（１＝ｓｌｎφ（１）・（２）ωｃｔ＋ｃｏｓφ（１
） −自ωａｔ＝出（ωｃｔ＋φ（ｔ））
・・・ （３）これは角周波数ωの搬送波をベース
バンド化号φ（１）で位相変調した信号となる。ここで
リミッタ１８は、搬送波の直交性等が悪い場合に生ずる
振幅変化を取り除くためのものである。
Ｂ＝弼φ（１）・歯ωｔ ・・・ （２
）に れらの出力Ａ、Ｂは加算回路１７によって加算された後
、リミッタ１８を介して出力されるがこの出力ＰＧは次
のようになる Ｐ（１＝ｓｌｎφ（１）・（２）ωｃｔ＋ｃｏｓφ（１
） −自ωａｔ＝出（ωｃｔ＋φ（ｔ））
・・・ （３）これは角周波数ωの搬送波をベース
バンド化号φ（１）で位相変調した信号となる。ここで
リミッタ１８は、搬送波の直交性等が悪い場合に生ずる
振幅変化を取り除くためのものである。
すなわち、このような直交形位相変調器においては、搬
送波の直交性誤差および搬送波漏洩によって位相変調信
号出力に振幅変化と位相歪金主じるため、狭帯域ディジ
タル変調方式に使用する場合には、定包絡線とするため
にリミッタ１１？によって振幅変化を取シ除いている。
送波の直交性誤差および搬送波漏洩によって位相変調信
号出力に振幅変化と位相歪金主じるため、狭帯域ディジ
タル変調方式に使用する場合には、定包絡線とするため
にリミッタ１１？によって振幅変化を取シ除いている。
この時、振幅変化は取り除かれるが位相歪は残って帯域
外スプリアスを増大させる。このため、狭帯域ディジタ
ル変調方式に使用する直交形位相変調器においては、搬
送波の直交性誤差、すなわち、平衡変調器１３．１４に
加わる搬送波の振幅偏差および位相の直交性誤差を零に
すると共に、搬送波漏洩も零にする必要がある。搬送波
の直交性誤差および搬送波漏洩がある場合の加算回路１
７の出力Ｐ１は、平衡変調器１４に加わる搬送波の振幅
および位相を基準として、搬送波の振幅偏差をΔＸ９位
相の直交性誤差をΔθ。
外スプリアスを増大させる。このため、狭帯域ディジタ
ル変調方式に使用する直交形位相変調器においては、搬
送波の直交性誤差、すなわち、平衡変調器１３．１４に
加わる搬送波の振幅偏差および位相の直交性誤差を零に
すると共に、搬送波漏洩も零にする必要がある。搬送波
の直交性誤差および搬送波漏洩がある場合の加算回路１
７の出力Ｐ１は、平衡変調器１４に加わる搬送波の振幅
および位相を基準として、搬送波の振幅偏差をΔＸ９位
相の直交性誤差をΔθ。
搬送波漏洩レベルをΔｙ、その位相をΦとすると、次式
で表わされる。
で表わされる。
Ｐｌ ＝（１＋Δｘ）ｍφ（ｔ） ９ｍ（ω を十Δθ
）＋（２）φ（ｔ）・ｓＩｎω ｔ十Δｙｓｌｎ（ω
を十Φ） ＝（１＋Δｘ）ｇ＋ｎφ（ｔ）（ｃｏｓω６ｔ’ｃｏｓ
Δθ−５ｌｎω。ｊａｇ石Δθ）＋μｓφ（１）・ｇｉ
ｎｌＪｃｔ＋Δｙ（ｇｉｎωｃｔ”ｃｏｓΦ十邸ω。ｔ
・Ｓ石Φ）＝歯φ（１）・邸ω。ｔ＋（２）φ（ｔ）”
ｓｋωｃ ｔ＋（（１＋ΔＸ）Ｏ）ＳΔθ−ｇｉｎφ
（１）−８石φ（１）＋ΔＹｓｔｎΦ）邸ωｔ＋（Δｙ
α６Φ （１＋ΔＸ）崗Δθ町血φ（１））、石ω
ｔ＝Ｓ石（ω。ｔ＋φ（ｔ）） ＋（（（１＋ΔＸ）α冨Δθ−１）自φ（１）十Δｙ山
Φ〕α刃ω ｔ＋（ΔｙａΦ−（１＋ΔＸ）ｓｌｎΔθ
”ｇｉｎφ（ｔ））ｓｉｆＩω ｔ−（４）（４）式に
おいて、第１項は理想的な位相変調波を第２項および第
３項が位相歪をひき起すスノリ６− アスを示す成分でこれらは第２図のようにベクトル表示
することが出来る。第２図においてベクトル２ノが（４
）式の第１項を、ベクトル２２が第２項を、ベクトル２
３が第３項を表わしている◎従って（４）式から Ｐ、 −（１＋Ａ（ｔ））ｓｉｎ（ωｃｔ＋φ（ｔ）＋
−（Ｘｔ） ） ・（５）と表わした時のα（１）か
位相歪を表わすことになる。
）＋（２）φ（ｔ）・ｓＩｎω ｔ十Δｙｓｌｎ（ω
を十Φ） ＝（１＋Δｘ）ｇ＋ｎφ（ｔ）（ｃｏｓω６ｔ’ｃｏｓ
Δθ−５ｌｎω。ｊａｇ石Δθ）＋μｓφ（１）・ｇｉ
ｎｌＪｃｔ＋Δｙ（ｇｉｎωｃｔ”ｃｏｓΦ十邸ω。ｔ
・Ｓ石Φ）＝歯φ（１）・邸ω。ｔ＋（２）φ（ｔ）”
ｓｋωｃ ｔ＋（（１＋ΔＸ）Ｏ）ＳΔθ−ｇｉｎφ
（１）−８石φ（１）＋ΔＹｓｔｎΦ）邸ωｔ＋（Δｙ
α６Φ （１＋ΔＸ）崗Δθ町血φ（１））、石ω
ｔ＝Ｓ石（ω。ｔ＋φ（ｔ）） ＋（（（１＋ΔＸ）α冨Δθ−１）自φ（１）十Δｙ山
Φ〕α刃ω ｔ＋（ΔｙａΦ−（１＋ΔＸ）ｓｌｎΔθ
”ｇｉｎφ（ｔ））ｓｉｆＩω ｔ−（４）（４）式に
おいて、第１項は理想的な位相変調波を第２項および第
３項が位相歪をひき起すスノリ６− アスを示す成分でこれらは第２図のようにベクトル表示
することが出来る。第２図においてベクトル２ノが（４
）式の第１項を、ベクトル２２が第２項を、ベクトル２
３が第３項を表わしている◎従って（４）式から Ｐ、 −（１＋Ａ（ｔ））ｓｉｎ（ωｃｔ＋φ（ｔ）＋
−（Ｘｔ） ） ・（５）と表わした時のα（１）か
位相歪を表わすことになる。
１ΔＸＩ＜ｌ 、 ｌΔθｌ＜１．１Δｙ１く１ であ
れば１α（ｔ） Ｉ ＜ １であシ、銅２図よシ近似的
に次のように表わすことが出来る。
れば１α（ｔ） Ｉ ＜ １であシ、銅２図よシ近似的
に次のように表わすことが出来る。
α（ｔ）＝ Ｃ（（］＋ΔＸ ）ＸＩＳΔθ−１） ｓ
ｉｎφ（１）−）−Δｙｓｉｎψ）ｃｏｓφ（１）−（
ΔｙｃＯ６Φ−（１＋Δｘ ）ｓｉｎΔθ・ｓ１ｎφ（
ｔ） ）・ｓｉｎφ（１） −（６）（６）式におい
てΔＸ、Δθ、Δｙ の２乗およびそれら相互の積を省
略すれば α（ｔ）＝＝４Δｘｓｉｎφ（１）＋ΔｙｓｉｎΦ）ｃ
ｏｓφ（１）＋（ｓｉｎΔθ・ｓ１ｎφ（１）−Δｙｃ
Ｏ８Φ） ｓｉｎφ（１）となる。（５）式に示すよう
に直交性誤差または搬送波漏洩がある場合には、加算回
路１ｚの出力は振幅変調も受けるが、リミッタ１ｇによ
って振幅変調号は取シ除かれる。リミッタ１８．を通過
した位相変調波Ｐ２は次式で示される。
ｉｎφ（１）−）−Δｙｓｉｎψ）ｃｏｓφ（１）−（
ΔｙｃＯ６Φ−（１＋Δｘ ）ｓｉｎΔθ・ｓ１ｎφ（
ｔ） ）・ｓｉｎφ（１） −（６）（６）式におい
てΔＸ、Δθ、Δｙ の２乗およびそれら相互の積を省
略すれば α（ｔ）＝＝４Δｘｓｉｎφ（１）＋ΔｙｓｉｎΦ）ｃ
ｏｓφ（１）＋（ｓｉｎΔθ・ｓ１ｎφ（１）−Δｙｃ
Ｏ８Φ） ｓｉｎφ（１）となる。（５）式に示すよう
に直交性誤差または搬送波漏洩がある場合には、加算回
路１ｚの出力は振幅変調も受けるが、リミッタ１ｇによ
って振幅変調号は取シ除かれる。リミッタ１８．を通過
した位相変調波Ｐ２は次式で示される。
Ｐ２＝ｓｉｎ（ωｔ＋φ（１）＋α（ｔ））三角関数の
加法定理によればｌ ｙ ｌ ＜ １のときｓｉｎ （
ｘ ＋ ｙ ） ＝ｓｉｎｘｃｏｓｙ＋ Ｃ０５ｘ ５
ｉｎｙ＝ｓｉ＋＋ｘ＋ｙ −５ｉａｘであるから（８）
式にこれを適用すれば次のようになる。
加法定理によればｌ ｙ ｌ ＜ １のときｓｉｎ （
ｘ ＋ ｙ ） ＝ｓｉｎｘｃｏｓｙ＋ Ｃ０５ｘ ５
ｉｎｙ＝ｓｉ＋＋ｘ＋ｙ −５ｉａｘであるから（８）
式にこれを適用すれば次のようになる。
Ｘ〔Δｙｓｉｎ（φ（１）−Φ）
（９）式において、第４項および第５項はペースノ９ン
ド信号の２次高調波および３次高調波で位相変調された
信号を表わし、狭帯域ディジタル変調方式においては帯
域外の漏洩電力を増大させる。このように従来の直交形
位相変調器においては、搬送波の直交性誤差および搬送
波漏洩によって加算回路１７の出力が一定でなくなり、
定包絡線とするためにリミッタ１８を通すと、９− 位相歪によって帯域外スペクトルを発生し、狭帯域ディ
ジタル位相変調方式に使用する場合に隣接チャンネル漏
洩電力を小さくすることが難しかった。特に搬送波周波
数が高くなるとΔθを小さくすることが難しくなり、調
整が困難であるという欠点があった。
ド信号の２次高調波および３次高調波で位相変調された
信号を表わし、狭帯域ディジタル変調方式においては帯
域外の漏洩電力を増大させる。このように従来の直交形
位相変調器においては、搬送波の直交性誤差および搬送
波漏洩によって加算回路１７の出力が一定でなくなり、
定包絡線とするためにリミッタ１８を通すと、９− 位相歪によって帯域外スペクトルを発生し、狭帯域ディ
ジタル位相変調方式に使用する場合に隣接チャンネル漏
洩電力を小さくすることが難しかった。特に搬送波周波
数が高くなるとΔθを小さくすることが難しくなり、調
整が困難であるという欠点があった。
本発明はこのような点に鑑みてなされたもので、その目
的とするところは、狭帯域ディジタル変調に使用する場
合に必要な搬送波の直交性誤差や搬送波漏洩の小さな直
交形位相変調器を提供することにある・ 本発明は、ベースバンド信号の正弦成分および余弦成分
と搬送波の正弦成分および余弦成分との２徨の乗算會、
ディジタル演算回路によって搬送波の整数倍の周期で交
互に行なって、これらの乗算結果を時分割多重信号とし
て取出し、これ全平滑することによって位相変調信号出
力を得ること全特徴としている。
的とするところは、狭帯域ディジタル変調に使用する場
合に必要な搬送波の直交性誤差や搬送波漏洩の小さな直
交形位相変調器を提供することにある・ 本発明は、ベースバンド信号の正弦成分および余弦成分
と搬送波の正弦成分および余弦成分との２徨の乗算會、
ディジタル演算回路によって搬送波の整数倍の周期で交
互に行なって、これらの乗算結果を時分割多重信号とし
て取出し、これ全平滑することによって位相変調信号出
力を得ること全特徴としている。
従って、本発明ではベースバンド信号と搬送波との乗算
をディジタル演算によって行なうこ１０− とから、アナログ演算におけるような搬送波漏洩が原理
的に生じないとともに、その乗算結果が２値の時分割多
重信号として得られるので、多重化の段階で直交性誤差
が生じていたとしても、タイミング再生（リタイミング
）によって容易に除去することが可能であり１位相歪を
極力小さくすることができる。
をディジタル演算によって行なうこ１０− とから、アナログ演算におけるような搬送波漏洩が原理
的に生じないとともに、その乗算結果が２値の時分割多
重信号として得られるので、多重化の段階で直交性誤差
が生じていたとしても、タイミング再生（リタイミング
）によって容易に除去することが可能であり１位相歪を
極力小さくすることができる。
以下、本発明を図面を参照して詳細に説明する。
第３図は本発明におけるベースバンド信号と搬送波との
ディジタル的な乗算、つまシ第４図における平衡変調器
の１つに相当する処理を原理的に説明するための波形図
である。この例ではディジタル信号で表わされたベース
バンド信号は３ビツトとしてあシ、＠１００’ （＝
４ ）の信号が入力した場合を示しである。（ＩＬ）は
アナログ波形の搬送波であるが、２３＝８周期を演算の
単位周期として乗算を行う場合、８周期の中でベースバ
ンド信号を表わすディジタルのコードに相当する数の周
期の搬送波を出力し、これを帯域通過フィルタ等で平滑
することにより、搬送波とベースバンド信号の乗算を行
うことができる。（ｂ）はこの乗算をアナログ的に行っ
た場合の出力波形を示したもので、搬送波の８周期のう
ち４周期だけ出力したものである。しかしながら、（ｂ
）の波形を得るためＫは、アナログク゛−トを用いるか
搬送波を矩形波にして出力が３値のスイッチを用いなけ
ればならず、回路構成上好ましくない。一般にディジタ
ル演算回路では２値回路が多く用いられているので、本
発明では（ｃ）に示すような矩形波の搬送波を用い、こ
れを例えは１／８分周器およびバイナリ・レート・マル
チプライヤとによって得られる（ｄ）Ｋ示すベースバン
ド信号のディジタル値に対応する数のパルス列との論理
積を取って、（ｅ）の波形を得る。
ディジタル的な乗算、つまシ第４図における平衡変調器
の１つに相当する処理を原理的に説明するための波形図
である。この例ではディジタル信号で表わされたベース
バンド信号は３ビツトとしてあシ、＠１００’ （＝
４ ）の信号が入力した場合を示しである。（ＩＬ）は
アナログ波形の搬送波であるが、２３＝８周期を演算の
単位周期として乗算を行う場合、８周期の中でベースバ
ンド信号を表わすディジタルのコードに相当する数の周
期の搬送波を出力し、これを帯域通過フィルタ等で平滑
することにより、搬送波とベースバンド信号の乗算を行
うことができる。（ｂ）はこの乗算をアナログ的に行っ
た場合の出力波形を示したもので、搬送波の８周期のう
ち４周期だけ出力したものである。しかしながら、（ｂ
）の波形を得るためＫは、アナログク゛−トを用いるか
搬送波を矩形波にして出力が３値のスイッチを用いなけ
ればならず、回路構成上好ましくない。一般にディジタ
ル演算回路では２値回路が多く用いられているので、本
発明では（ｃ）に示すような矩形波の搬送波を用い、こ
れを例えは１／８分周器およびバイナリ・レート・マル
チプライヤとによって得られる（ｄ）Ｋ示すベースバン
ド信号のディジタル値に対応する数のパルス列との論理
積を取って、（ｅ）の波形を得る。
そして必要に応じ（ｄ）の信号の符号を変えた（ｆ）の
信号の゛ｌ″レベルを搬送波の１周期を単位として１つ
おきに０”に変換した（ｇ）の信号全作夛、（、）の信
号と（ｇ）の信号との論理和を取ることによって（ｈ）
に示す（ｂ）と等価な信号を得る。すなわち、（、）の
信号の８周期における平均レベルは（１）Ｘ（１）であ
り、（ｇ）の信号の平均レベルを加えることによ！０
（ｈ）の平均レベルは１／２ となる。（ｇ）の・ｆル
ス幅は搬送波周期と同じであるから搬送波成分は含まれ
ない。
信号の゛ｌ″レベルを搬送波の１周期を単位として１つ
おきに０”に変換した（ｇ）の信号全作夛、（、）の信
号と（ｇ）の信号との論理和を取ることによって（ｈ）
に示す（ｂ）と等価な信号を得る。すなわち、（、）の
信号の８周期における平均レベルは（１）Ｘ（１）であ
り、（ｇ）の信号の平均レベルを加えることによ！０
（ｈ）の平均レベルは１／２ となる。（ｇ）の・ｆル
ス幅は搬送波周期と同じであるから搬送波成分は含まれ
ない。
第４図は本発明におけるディジタル演算回路の動作を説
明するための波形図である。第４図では見易くするため
にベースバンド信号の正弦成分と余弦成分の絶対値を３
ビツトのディジタルコードで表わしている。従って第３
図における搬送の２周期の２倍音演算の単位周期として
いる。この２×２３周期の間で搬送波の１周期毎にベー
スバンド信号の正弦成分及び余弦成分に対するタイムス
ロットＴｓｆ！ｌ、−を割り合てている。すなわち、第
４図（ａ）は搬送波角周波数をω。
明するための波形図である。第４図では見易くするため
にベースバンド信号の正弦成分と余弦成分の絶対値を３
ビツトのディジタルコードで表わしている。従って第３
図における搬送の２周期の２倍音演算の単位周期として
いる。この２×２３周期の間で搬送波の１周期毎にベー
スバンド信号の正弦成分及び余弦成分に対するタイムス
ロットＴｓｆ！ｌ、−を割り合てている。すなわち、第
４図（ａ）は搬送波角周波数をω。
として龜ωｃｔの搬送波を表わし、（ｂ）は□□□ωｃ
１に−表わしている。（ｃ）はベースバンド信号の余弦
成分部φ（１）に割当てられた８タイムスロツトのうち
余弦成分部φ（ｔ）ｖ表わす”′１０１“＝５タイムス
ロットだけを１＃とじた波形であり、（ｄ）はベースバ
ンド１３− 信号の正弦成分歯φ（１）に割当てられた８タイムスロ
ツトのうち正弦成分癲φ（ｔ）ｋ表わす１１０”＝゛６
６タイムスロツトを“１″とした波形である。
１に−表わしている。（ｃ）はベースバンド信号の余弦
成分部φ（１）に割当てられた８タイムスロツトのうち
余弦成分部φ（ｔ）ｖ表わす”′１０１“＝５タイムス
ロットだけを１＃とじた波形であり、（ｄ）はベースバ
ンド１３− 信号の正弦成分歯φ（１）に割当てられた８タイムスロ
ツトのうち正弦成分癲φ（ｔ）ｋ表わす１１０”＝゛６
６タイムスロツトを“１″とした波形である。
（、）の波形は第３図で説明したように（ａ）の搬送波
の正弦成分比ωｃｔと（ｃ）のベースバンド信号の余弦
成分部φ（１）との乗算結果である（、）の波形と（ｃ
）の波形の論理積に、平均レベルが１／２になるように
ベースバンド信号成分の一部を加えたものである。また
（ｆ）の波形は同様に（ｂ）の搬送波の余弦成分部ω。
の正弦成分比ωｃｔと（ｃ）のベースバンド信号の余弦
成分部φ（１）との乗算結果である（、）の波形と（ｃ
）の波形の論理積に、平均レベルが１／２になるように
ベースバンド信号成分の一部を加えたものである。また
（ｆ）の波形は同様に（ｂ）の搬送波の余弦成分部ω。
ｔと（ｄ）のベースバンド信号の正弦成分＊＠１）との
乗算結果にベースバンド信号成分の一部を加えたもので
ある。（、）及び（ｆ）の波形は（、）及び（ｄ）に示
したそれぞれのタイムスロットでのみ意味をもつ。位相
変調信号の出力は基本的には（ｇ）で示すようＫ （ｅ
）及び（ｆ）の波形の論理和で宍わされ、これを必要に
応じＤフリップフロップに加えてタイミング再生を行な
った後帯域通過フィルタのような平滑回路を通すことに
よって平滑、つまり補間全行なう。
乗算結果にベースバンド信号成分の一部を加えたもので
ある。（、）及び（ｆ）の波形は（、）及び（ｄ）に示
したそれぞれのタイムスロットでのみ意味をもつ。位相
変調信号の出力は基本的には（ｇ）で示すようＫ （ｅ
）及び（ｆ）の波形の論理和で宍わされ、これを必要に
応じＤフリップフロップに加えてタイミング再生を行な
った後帯域通過フィルタのような平滑回路を通すことに
よって平滑、つまり補間全行なう。
第５図は、第３図及び第４図で説明した乗算１４−
る位相変調器のブロック図である。第５図においで、入
力端子３０にはディジタルコードで表わされたベース・
ぐンド信号φ（１）が入力され、波形変換回路３１．３
２によってその正弦成分山φ（１）および余弦成分部φ
（１）に変換される。これらの波形変換回路３１．３２
は例えばＲＯＭによって構成される。
力端子３０にはディジタルコードで表わされたベース・
ぐンド信号φ（１）が入力され、波形変換回路３１．３
２によってその正弦成分山φ（１）および余弦成分部φ
（１）に変換される。これらの波形変換回路３１．３２
は例えばＲＯＭによって構成される。
４０は搬送波発生回路であり、発振器４１と分周回路４
２，４．９．４４および位相選択回路４５゜４６によっ
て構成される。すなわち、発振器４１は搬送波周波数１
０４倍の周波数を発振し、その出力は分周回路４２で１
／４分周され、さらに分周回路４３で１／２分周さｒた
後、分周回路４４に加えられる。分周回路４２は例えば
２段のＤフリップフロッグによって構成され、発振器４
１の出力の周波数全１／４分周することによって９０°
の位相差を持つ４つの出力、すなわち搬送波の余弦成分
土部ωｔおよび正弦成分土山ωｔ１発生する。これらの
うち士（２）ωｔは位相選択回路４５に、また干出ωｃ
ｔは位相選択回路４６に加えられ、それぞれ波形変換回
路３１．３２の出力の極性を示すピッ） （ＭＳＢ ）
によりいずれか一方が選択される。波形変換回路、９
Ｊ 、 Ｊ ２の出力である画φ（１） 、焦φ（ｔ）
であるディジタルコードが極性ビット（１ビツト）十絶
対値ピット（Ｎビット）で構成されている場合、分周回
路４４はＮビットのバイナリカウンタで構成した１／２
Ｎ分周回路である。
２，４．９．４４および位相選択回路４５゜４６によっ
て構成される。すなわち、発振器４１は搬送波周波数１
０４倍の周波数を発振し、その出力は分周回路４２で１
／４分周され、さらに分周回路４３で１／２分周さｒた
後、分周回路４４に加えられる。分周回路４２は例えば
２段のＤフリップフロッグによって構成され、発振器４
１の出力の周波数全１／４分周することによって９０°
の位相差を持つ４つの出力、すなわち搬送波の余弦成分
土部ωｔおよび正弦成分土山ωｔ１発生する。これらの
うち士（２）ωｔは位相選択回路４５に、また干出ωｃ
ｔは位相選択回路４６に加えられ、それぞれ波形変換回
路３１．３２の出力の極性を示すピッ） （ＭＳＢ ）
によりいずれか一方が選択される。波形変換回路、９
Ｊ 、 Ｊ ２の出力である画φ（１） 、焦φ（ｔ）
であるディジタルコードが極性ビット（１ビツト）十絶
対値ピット（Ｎビット）で構成されている場合、分周回
路４４はＮビットのバイナリカウンタで構成した１／２
Ｎ分周回路である。
５０はＳ石φ（１）・部ωｃｔおよび可φ（１）・ｓｉ
ｎωｅｔの乗算と、その時分割多重化をディジタル演算
によって実行するディジタル演算回路であり、次のよう
に構成されている。すなわち、波形変換回路３１゜３２
の出力の極性ビラトラ除くつまり絶対値を表わすＮビッ
トのディジタルコードがＮビット構成のバイナリレート
マルチプライヤ５１．５２にそれぞれ加えられ、分周回
路４４０入力信号の１／２Ｎ 周期のうち波形変換回路
３鳳３２の出力に応じた数の周期だけ１＃が出力される
。バイナリレートマルチプライヤ５１．５２の出力はそ
れぞれＡＮＤｆ −） ５３ 、５４の一方の入力端に
加えられ、ＡＮＤゲート５３の他方の入力端には分局回
路４３の非反転出力が、ＡＮＤ）ｌＡ−）５４の他方の
入力端には分周回路４３の反転出力が加えられる。従っ
てＡＮＤゲートｓ：ｔ、ｓ４の出力には、それぞれ第４
図（ｄ） 、 （Ｃ）に相当する信号が得られる。ＡＮ
Ｄゲート５３の出力はＡＮＤゲート５５の一方の入力端
とペースノ４ンド成分再生回路５７に加えられ、ＡＮＤ
ゲート５４の出力はＡＮＤ ｒ −） ５６の一方の入
力端とペースノ々ンド成分再生回路５８に加えられる。
ｎωｅｔの乗算と、その時分割多重化をディジタル演算
によって実行するディジタル演算回路であり、次のよう
に構成されている。すなわち、波形変換回路３１゜３２
の出力の極性ビラトラ除くつまり絶対値を表わすＮビッ
トのディジタルコードがＮビット構成のバイナリレート
マルチプライヤ５１．５２にそれぞれ加えられ、分周回
路４４０入力信号の１／２Ｎ 周期のうち波形変換回路
３鳳３２の出力に応じた数の周期だけ１＃が出力される
。バイナリレートマルチプライヤ５１．５２の出力はそ
れぞれＡＮＤｆ −） ５３ 、５４の一方の入力端に
加えられ、ＡＮＤゲート５３の他方の入力端には分局回
路４３の非反転出力が、ＡＮＤ）ｌＡ−）５４の他方の
入力端には分周回路４３の反転出力が加えられる。従っ
てＡＮＤゲートｓ：ｔ、ｓ４の出力には、それぞれ第４
図（ｄ） 、 （Ｃ）に相当する信号が得られる。ＡＮ
Ｄゲート５３の出力はＡＮＤゲート５５の一方の入力端
とペースノ４ンド成分再生回路５７に加えられ、ＡＮＤ
ゲート５４の出力はＡＮＤ ｒ −） ５６の一方の入
力端とペースノ々ンド成分再生回路５８に加えられる。
ＡＮＤダート５５．５６の他方の入力端には、それぞれ
位相選択回路４５．４６の出力が入力されている。
位相選択回路４５．４６の出力が入力されている。
従って、ｈＮＤｌ’−トｓｓ、ｓｅの出力には、それぞ
れ第４図（ｆ） 、 （ｅ）に相当する信号、つまり−
φ（ｔ・可ωｔおよび為φ（１）・虐ωｔの各乗算結果
が得られる。ＡＮＩＩ’−ト５５，５６の出力ハペース
ノぐンド再生回路５１．５８の出力とともにＯＲゲート
５９で加算合成されて、第４図（ｇ）に相当する時分割
多重信号となる。ベースノ々ンド成分再生回１７− 路５７．５８は第３図（ｇ）に示したようにＯＲゲート
５９の出力の平均レベルが論理″１”レベルの１／２と
なるように補償するためのベースバンド信号成分の信号
を作る回路である。０Ｒｒ−）５９の出力はＤフリラグ
フロップ６０に入力され、搬送波の基となる発振器４１
の出力によってタイミング再生される。従って、Ｄフリ
ラグフロップ６０の出力は搬送波発生回路４０内、ある
いは乗算および時分割多重化の過程で生じた搬送波の直
交性誤差が除去されたものとなっている。
れ第４図（ｆ） 、 （ｅ）に相当する信号、つまり−
φ（ｔ・可ωｔおよび為φ（１）・虐ωｔの各乗算結果
が得られる。ＡＮＩＩ’−ト５５，５６の出力ハペース
ノぐンド再生回路５１．５８の出力とともにＯＲゲート
５９で加算合成されて、第４図（ｇ）に相当する時分割
多重信号となる。ベースノ々ンド成分再生回１７− 路５７．５８は第３図（ｇ）に示したようにＯＲゲート
５９の出力の平均レベルが論理″１”レベルの１／２と
なるように補償するためのベースバンド信号成分の信号
を作る回路である。０Ｒｒ−）５９の出力はＤフリラグ
フロップ６０に入力され、搬送波の基となる発振器４１
の出力によってタイミング再生される。従って、Ｄフリ
ラグフロップ６０の出力は搬送波発生回路４０内、ある
いは乗算および時分割多重化の過程で生じた搬送波の直
交性誤差が除去されたものとなっている。
そして、Ｄフリップフロップ６０でタイミング再生され
た時分割多重信号は、パスバンド帯の帯域通過フィルタ
６１で平滑されて、出力端） 子６２に（３）式で示さ
れる位相変調信号出力ｐ。
た時分割多重信号は、パスバンド帯の帯域通過フィルタ
６１で平滑されて、出力端） 子６２に（３）式で示さ
れる位相変調信号出力ｐ。
として取出される。
このように、本発明ではディジタル演算回路によりベー
スバンド信号の正弦成分および余弦成分と搬送波の正弦
成分および余弦成分との乗算を搬送波の整数倍周期、例
えば１周期毎に交ＩＲ− 互に行なって、これらの乗算結果を時分割多重化し、こ
の時分割多重信号を平滑して位相変調信号を得るように
したため、直交性誤差および搬送波漏洩の少々い位相変
調信号出力を得ることができ、位相歪を非常に小さくす
ることが可能である。また上記実施例では帯域通過フィ
ルタを除き、全てディジタル「回路で処理を行なってい
るので、集積回路化が容易で、壕だ移動通信で要求され
る低電圧化にも適しているＯなお、本発明は上記実施例
に限定されるものではなく、例えば上記実施例ではベー
スバンド信号の正弦成分および余弦成分の絶対値全表わ
すＮビットのディジタルコードと搬送波の余弦成分およ
び正弦成分との乗算および時分割多重化ｖｉ−ＮミーＮ
ビットナリレートマルチプライヤとＡＮＤダートを使っ
て行なったが、このＮビットに複数のグループにビット
分割し、そのグループ毎に乗算および時分割多重化を行
なってもよい。
スバンド信号の正弦成分および余弦成分と搬送波の正弦
成分および余弦成分との乗算を搬送波の整数倍周期、例
えば１周期毎に交ＩＲ− 互に行なって、これらの乗算結果を時分割多重化し、こ
の時分割多重信号を平滑して位相変調信号を得るように
したため、直交性誤差および搬送波漏洩の少々い位相変
調信号出力を得ることができ、位相歪を非常に小さくす
ることが可能である。また上記実施例では帯域通過フィ
ルタを除き、全てディジタル「回路で処理を行なってい
るので、集積回路化が容易で、壕だ移動通信で要求され
る低電圧化にも適しているＯなお、本発明は上記実施例
に限定されるものではなく、例えば上記実施例ではベー
スバンド信号の正弦成分および余弦成分の絶対値全表わ
すＮビットのディジタルコードと搬送波の余弦成分およ
び正弦成分との乗算および時分割多重化ｖｉ−ＮミーＮ
ビットナリレートマルチプライヤとＡＮＤダートを使っ
て行なったが、このＮビットに複数のグループにビット
分割し、そのグループ毎に乗算および時分割多重化を行
なってもよい。
第６図はその実施例を示したもので、Ｎビットを上位Ｍ
ビット、下位Ｌビットの２つのグループにビット分割し
て乗算および時分割多重化を行なう例を示している。第
６図において、ｋ２”分周回路４４１，１／２Ｌ分周回
路４４２は第５図の１／２Ｎ分周回路４４に対応し、以
下バイナリレートマルチシライヤ５１１，５１２と５２
１゜５２２は第５図の５１と５２に、ＡＮＤダート５３
Ｊ 、 ５Ｊ ２と５４１．５４２および５５１゜５
５２は第５図の５３と５４および５５に、ベースバンド
成分再生回路５７１，５７２と５８１゜５８２は第５図
の５７と５８に、ＯＲダート５９１゜５９２は第５図の
５９に、Ｄフリップフロツノ６０１．６０２は第５図の
６０に、それぞれ対応している。そして、Ｄフリップフ
ロツノ６０１゜６０２の出力にそれぞれ得られる上位Ｍ
ビット、下位Ｌビットに対応する時分割多重信号は両者
の重みが異なるた峠、例えばＭ ＝ Ｌ ＝ Ｎ／２の
場合はＤフリップフロツノ６０２の出力にアッテ加算器
６０４で加算合成して、帯域通過フィルタ６１に入力し
ている。この実施例によれば、実際の回路規模（素子数
）が第５図の実施例に比べ減少する。
ビット、下位Ｌビットの２つのグループにビット分割し
て乗算および時分割多重化を行なう例を示している。第
６図において、ｋ２”分周回路４４１，１／２Ｌ分周回
路４４２は第５図の１／２Ｎ分周回路４４に対応し、以
下バイナリレートマルチシライヤ５１１，５１２と５２
１゜５２２は第５図の５１と５２に、ＡＮＤダート５３
Ｊ 、 ５Ｊ ２と５４１．５４２および５５１゜５
５２は第５図の５３と５４および５５に、ベースバンド
成分再生回路５７１，５７２と５８１゜５８２は第５図
の５７と５８に、ＯＲダート５９１゜５９２は第５図の
５９に、Ｄフリップフロツノ６０１．６０２は第５図の
６０に、それぞれ対応している。そして、Ｄフリップフ
ロツノ６０１゜６０２の出力にそれぞれ得られる上位Ｍ
ビット、下位Ｌビットに対応する時分割多重信号は両者
の重みが異なるた峠、例えばＭ ＝ Ｌ ＝ Ｎ／２の
場合はＤフリップフロツノ６０２の出力にアッテ加算器
６０４で加算合成して、帯域通過フィルタ６１に入力し
ている。この実施例によれば、実際の回路規模（素子数
）が第５図の実施例に比べ減少する。
その他、本発明は種々変形して実施が可能であり、例え
ば第４図、第５図の実施例ではベースバンド信号の正弦
成分および余弦成分と搬送波の正弦成分および余弦成分
との２種の乗算を個別の回路で行なったが、同一の回路
を用いその入力を交互に切換えてこれら２種の乗算およ
び時分割多重化を行なってもよい。その場合、タイミン
グ再生のためのＤフリップフロッグ６０゜６０１．６０
２はなくとも、搬送波の直交性誤差を除去することが可
能である。なお、これら２種の乗算はベースバンド信号
および搬送波の正弦成分どうし余弦成分どうしで行なっ
てもよいことは勿論である。
ば第４図、第５図の実施例ではベースバンド信号の正弦
成分および余弦成分と搬送波の正弦成分および余弦成分
との２種の乗算を個別の回路で行なったが、同一の回路
を用いその入力を交互に切換えてこれら２種の乗算およ
び時分割多重化を行なってもよい。その場合、タイミン
グ再生のためのＤフリップフロッグ６０゜６０１．６０
２はなくとも、搬送波の直交性誤差を除去することが可
能である。なお、これら２種の乗算はベースバンド信号
および搬送波の正弦成分どうし余弦成分どうしで行なっ
てもよいことは勿論である。
また、実施例では２種の乗算を搬送波の１周期毎に交互
に行なったが、整数倍周期毎であればよい。
に行なったが、整数倍周期毎であればよい。
ざらに平滑回路としては帯域通過フィルタに期発振器を
用いてもよい。
用いてもよい。
第１図は直交形位相変調器の基本構成を示すブロック図
、第２図は直交形位相変調器の基本動作を示すベクトル
図、第３図は本発明におけるディジタル的な乗算を説明
するための波形図、第４図は本発明における時分割多重
化の様子を説明するための波形図、第５図および第６図
は本発明の実施例に係る位相変調器の構成を示す図であ
る。 ３０・・・ベースバンド信号入力端子、３１．３２・・
・波形変換回路、４０・・・搬送波発生回路、５０・・
・ディジタル演算回路、６１・・・帯域通過フィルタ（
平滑回路）、６２・・・位相変調信号出力端子。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦才 ３因 倉 ２ 履
、第２図は直交形位相変調器の基本動作を示すベクトル
図、第３図は本発明におけるディジタル的な乗算を説明
するための波形図、第４図は本発明における時分割多重
化の様子を説明するための波形図、第５図および第６図
は本発明の実施例に係る位相変調器の構成を示す図であ
る。 ３０・・・ベースバンド信号入力端子、３１．３２・・
・波形変換回路、４０・・・搬送波発生回路、５０・・
・ディジタル演算回路、６１・・・帯域通過フィルタ（
平滑回路）、６２・・・位相変調信号出力端子。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦才 ３因 倉 ２ 履
Claims (7)
- （１） ベースバンド信号の正弦成分および余弦成分
と搬送波の正弦成分および余弦成分との２種の乗算を搬
送波の整数倍周期毎に交互に行なって、これらの乗算結
果を時分割多重化するディジタル演算回路と、このディ
ジタル演算回路の出力を平滑して位相変調信号出方を得
る平滑回路とを具備してなることを特徴とする直交形位
相変調器。 - （２）ディジタル演算回路は、時分割多重化信号を搬送
波の基となる信号にょシタイミング再生して出力するも
のである特許請求の範囲第１項記載の直交形位相変調器
。 - （３）ディジタル演算回路は、それぞれの乗算結果をベ
ースバンド信号成分の一部を加算して時分割多重化する
ものである特許請求の範囲第１項または第２項記載の直
交形位相変調器。 - （４） ディジタル演算回路は、ベースバンド信号の
正弦成分および余弦成分の絶対値を表わすディジタルコ
ード全それぞれ複数のグループにピント分割し、そのグ
ループ毎に搬送波の余弦成分および正弦成分との乗算お
よびこれらの乗算結果の時分割多重化を行なうとともに
、グループ毎の時分割多重化信号音それぞれの重みに応
じた係数ケ乗じた後加算合成して出力するものである特
許請求の範囲第１項〜第３項のいずれかに記載の直交形
位相変調器。 - （５）平滑回路は、帯域通過フィルタである特許請求の
範囲第１項記載の直交形位相変調器。 員 - （６）平滑回路は、位相に期回路である特許請求の範囲
第１項記載の直交形位相変調器。 - （７）平滑回路は、注入同期形見振器である特許請求の
範囲第１項記載の直交形位相変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56106519A JPS589459A (ja) | 1981-07-08 | 1981-07-08 | 直交形位相変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56106519A JPS589459A (ja) | 1981-07-08 | 1981-07-08 | 直交形位相変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS589459A true JPS589459A (ja) | 1983-01-19 |
| JPS6331139B2 JPS6331139B2 (ja) | 1988-06-22 |
Family
ID=14435648
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56106519A Granted JPS589459A (ja) | 1981-07-08 | 1981-07-08 | 直交形位相変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS589459A (ja) |
-
1981
- 1981-07-08 JP JP56106519A patent/JPS589459A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6331139B2 (ja) | 1988-06-22 |
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