JPS59107612A - レシオメトリック定電流装置 - Google Patents
レシオメトリック定電流装置Info
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- JPS59107612A JPS59107612A JP57217597A JP21759782A JPS59107612A JP S59107612 A JPS59107612 A JP S59107612A JP 57217597 A JP57217597 A JP 57217597A JP 21759782 A JP21759782 A JP 21759782A JP S59107612 A JPS59107612 A JP S59107612A
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- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is DC
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は定電流装置に係り、特に電源電圧の変化率と同
一の変化率で負荷に無関係の定電流を得るのに好適な定
電流装置に関するものである。
一の変化率で負荷に無関係の定電流を得るのに好適な定
電流装置に関するものである。
従来、乗積回路（ＩＣ）化された定電流回路としていく
つきの方式のものがある。第１図はその定電流回路の代
表例を示す回路図である。この定電流回路は、一般にあ
る基準電流Ｌａｆに対して任意の出力電流Ｉｃ２を得る
のに用いられている。その構成は、２つのトランジスタ
Ｑ＋ 、Ｑ２と、基準電流■、。ｆを決めるだめの抵抗
器、と、出力電流Ｉｃ２を決めるだめの抵抗Ｒ２および
Ｒ３とからなっている。トランジスタＱ＋ 、Ｑ２の電
流増幅率β１．β２が非常に大きく、ベース電流を無視
することができるときはく一般に口ｐｎトランジスタの
電流増幅率βは１００以上で、第１近似では十分満足で
きる）、出力電流ＩＣ２は次式で表わされる。
つきの方式のものがある。第１図はその定電流回路の代
表例を示す回路図である。この定電流回路は、一般にあ
る基準電流Ｌａｆに対して任意の出力電流Ｉｃ２を得る
のに用いられている。その構成は、２つのトランジスタ
Ｑ＋ 、Ｑ２と、基準電流■、。ｆを決めるだめの抵抗
器、と、出力電流Ｉｃ２を決めるだめの抵抗Ｒ２および
Ｒ３とからなっている。トランジスタＱ＋ 、Ｑ２の電
流増幅率β１．β２が非常に大きく、ベース電流を無視
することができるときはく一般に口ｐｎトランジスタの
電流増幅率βは１００以上で、第１近似では十分満足で
きる）、出力電流ＩＣ２は次式で表わされる。
ココに、ＶＴ ；ＶＴ ：ｋＴ／ｑ（ｋ、Ｔ、 ｑにつ
いては後述） Ｉｓ＋；）ランジスタＱ、ｔの飽和電流Ｌｓ＋； ｈラ
ンジスタＱ２の飽和電流〔〕内の第２項は、トランジス
タＱ、＋ 、 ０．２のベース・エミッタ間電圧差を表
わし、電流比を１００程度にとっても、差電圧はせいぜ
い１５０ｍＶである。そして、一般には■、。ｆ−Ｒ３
をその値より十分大きくとって使っているので、ＩＣ２
は次式の近似式で表わすことができる。
いては後述） Ｉｓ＋；）ランジスタＱ、ｔの飽和電流Ｌｓ＋； ｈラ
ンジスタＱ２の飽和電流〔〕内の第２項は、トランジス
タＱ、＋ 、 ０．２のベース・エミッタ間電圧差を表
わし、電流比を１００程度にとっても、差電圧はせいぜ
い１５０ｍＶである。そして、一般には■、。ｆ−Ｒ３
をその値より十分大きくとって使っているので、ＩＣ２
は次式の近似式で表わすことができる。
次に、第１図の回路の動作の特徴について考えてみる。
特徴の第１は、トランジスタＱ１． Ｑ２のエミッタ電
圧が等しい状態にあることである。
圧が等しい状態にあることである。
第２筈は、Ｌａｌの変化に比例してＩＣ２が変化するこ
とである。
とである。
ところで、最近の電子回路では、定電流回路として出力
電流が電源電圧Ｖｃｃの変化率と同じ変化率で変化する
レシオメトリック性が要求されることが多い。しかし、
第１図の場合、■、。ｆは、トランジスタＱ＋ のベー
ス・エミッタ電圧をＶＢＥＩ トすれば、 で表わされる。したがって、ｖｃｃの変化率ξに対する
■、。ｆの変化率ｒは次式で表わされる。
電流が電源電圧Ｖｃｃの変化率と同じ変化率で変化する
レシオメトリック性が要求されることが多い。しかし、
第１図の場合、■、。ｆは、トランジスタＱ＋ のベー
ス・エミッタ電圧をＶＢＥＩ トすれば、 で表わされる。したがって、ｖｃｃの変化率ξに対する
■、。ｆの変化率ｒは次式で表わされる。
・・・・・・・・・・・・（４）
（４）式かられかるように、ＶＣＣ＞ＶＣＣＶＢＥＩで
あることから、必ずＬａｌの変化率ｒは、Ｖｃｃの変化
率ξより大きくなってしまう。したがって、ＶｃｃとＬ
ａｆとの間にはレシオメトリック性がない。そして、第
１図の回路では、出力電流Ｉｃ２と基準電流Ｉｒ、Ｉと
はミラー関係にあり、（２）式かられかるように、出力
電流ＩＣ２は■、。ｆに比例するから、電源電圧ｖｃｃ
と出力電流Ｉｃ２との間にもレシオメトリック性がない
ことになる。
あることから、必ずＬａｌの変化率ｒは、Ｖｃｃの変化
率ξより大きくなってしまう。したがって、ＶｃｃとＬ
ａｆとの間にはレシオメトリック性がない。そして、第
１図の回路では、出力電流Ｉｃ２と基準電流Ｉｒ、Ｉと
はミラー関係にあり、（２）式かられかるように、出力
電流ＩＣ２は■、。ｆに比例するから、電源電圧ｖｃｃ
と出力電流Ｉｃ２との間にもレシオメトリック性がない
ことになる。
本発明は上記に鑑みてなされたもので、その目的とする
ところは、電源電圧の変化率に等しい変化率の出力電流
が得られ、しかも、その出力電流を大きくすることがで
きる定電流装置を提供することにある。
ところは、電源電圧の変化率に等しい変化率の出力電流
が得られ、しかも、その出力電流を大きくすることがで
きる定電流装置を提供することにある。
本発明の特徴は、コレクタ側に基準電流を規定する抵抗
器が接続され、コレクタ側に出力電流を規定する第１の
抵抗器が接続され、ベース・コレクタ間が直接または他
のトランジスタを介して短絡された第１のトランジスタ
と、この第１のトランジスタのベースにベースが接続さ
れ、エミッタ側に出力電流を規正する第２の抵抗器が接
続された第２のトランジスタのエミッタ電位比を電源電
圧の変化率上上記第２のトランジスタの出力電流の変化
率とがｅｌぼ同一になる値にする手段を備えた構成の回
路とした点にある。
器が接続され、コレクタ側に出力電流を規定する第１の
抵抗器が接続され、ベース・コレクタ間が直接または他
のトランジスタを介して短絡された第１のトランジスタ
と、この第１のトランジスタのベースにベースが接続さ
れ、エミッタ側に出力電流を規正する第２の抵抗器が接
続された第２のトランジスタのエミッタ電位比を電源電
圧の変化率上上記第２のトランジスタの出力電流の変化
率とがｅｌぼ同一になる値にする手段を備えた構成の回
路とした点にある。
以下本発明を第４図に示した実施例および第２図、第３
図、第５図〜第７図を用いて詳細に説明する。
図、第５図〜第７図を用いて詳細に説明する。
まず、本発明の説明に入る前に第２図に示す一般に使用
されている定電流回路の電源電圧の変化率と基準電流の
変化率について説明する。第２図の回路は、第１図の回
路ではトランジスタＱ１のベース・コレクタ間を直接短
絡しであるのをトランジスタＱ３を介して短絡するよう
にしてあり、その他は第１図と同一回路構成になってい
る。第２図に示す回路は、トランジスタの電流増幅率ｈ
ＦＥの影響を考慮した定電流回路で、抵抗Ｒ１に流れる
基準電流Ｌｅｆは（３）式に対応して次式で示される。
されている定電流回路の電源電圧の変化率と基準電流の
変化率について説明する。第２図の回路は、第１図の回
路ではトランジスタＱ１のベース・コレクタ間を直接短
絡しであるのをトランジスタＱ３を介して短絡するよう
にしてあり、その他は第１図と同一回路構成になってい
る。第２図に示す回路は、トランジスタの電流増幅率ｈ
ＦＥの影響を考慮した定電流回路で、抵抗Ｒ１に流れる
基準電流Ｌｅｆは（３）式に対応して次式で示される。
ココに、ＶＲＥＩ ＋ ＶＢＥ３ ； ） ランシスタ
Ｑｔ ＋Ｑａのベース・エミッタ間 電圧 Ｒ１、ＲＩ３ ；抵抗ＴＬ＋ 、 Ｒ３の抵抗値 第３図は第２図における電源電圧変化率ξ（＝ΔＶｃ
ｃ ／ Ｖｃ ｃ ）と基準電流■、。ｔの変化率ｒ（
＝ΔＬ、ｔ／ Ｉ−０りとの関係を示す線図で、直線１
はＶｃｃ ＝ ５． Ｉ ＶＸＶＢＥＩ ＋ＶＢＥ３
＝ １．４ Ｖ（７）場合の関係を示し、直線２はＶｃ
ｃ＝１０Ｖ、Ｖ［ｌ Ｅ ｌ ＋ ＶＢ Ｅ３＝１．４
Ｖの場合の関係を示す。第３図の結果からる。したがっ
て、出力電流、すなわち、トランジスタＱ２のコレクタ
電流ＩＣ２とＶｃｃとの間にレシオメトリック性をもだ
せるだめには、ＩＣ２の変化率をＬｅｆの変化率より小
さくしなければならないことがわかる。
Ｑｔ ＋Ｑａのベース・エミッタ間 電圧 Ｒ１、ＲＩ３ ；抵抗ＴＬ＋ 、 Ｒ３の抵抗値 第３図は第２図における電源電圧変化率ξ（＝ΔＶｃ
ｃ ／ Ｖｃ ｃ ）と基準電流■、。ｔの変化率ｒ（
＝ΔＬ、ｔ／ Ｉ−０りとの関係を示す線図で、直線１
はＶｃｃ ＝ ５． Ｉ ＶＸＶＢＥＩ ＋ＶＢＥ３
＝ １．４ Ｖ（７）場合の関係を示し、直線２はＶｃ
ｃ＝１０Ｖ、Ｖ［ｌ Ｅ ｌ ＋ ＶＢ Ｅ３＝１．４
Ｖの場合の関係を示す。第３図の結果からる。したがっ
て、出力電流、すなわち、トランジスタＱ２のコレクタ
電流ＩＣ２とＶｃｃとの間にレシオメトリック性をもだ
せるだめには、ＩＣ２の変化率をＬｅｆの変化率より小
さくしなければならないことがわかる。
第４図は本発明の定電流装置の一実施例を示す回路図で
ある。第４図の回路は、第２図の回路によく似ているが
、第４図においては、第２図のトランジスタＱ２に相当
するトランジスタＱ４のエミッタ面積はｌ・ランジスタ
Ｑ１のエミッタ面積より大きくしてあり、第２図の回路
とは異なる動作状態で使用するようにしである。
ある。第４図の回路は、第２図の回路によく似ているが
、第４図においては、第２図のトランジスタＱ２に相当
するトランジスタＱ４のエミッタ面積はｌ・ランジスタ
Ｑ１のエミッタ面積より大きくしてあり、第２図の回路
とは異なる動作状態で使用するようにしである。
以下、動作の説明をするが、説明をわかりやすくするた
め、各トランジスタの電流増幅率ｈＦＢは無限大と仮定
する。実際には、１〕ＦＥは１００倍程度であるが、上
記の仮定が発明の本質を変えることはない。
め、各トランジスタの電流増幅率ｈＦＢは無限大と仮定
する。実際には、１〕ＦＥは１００倍程度であるが、上
記の仮定が発明の本質を変えることはない。
トランジスタＱ＋ とＱ４のベース電位が等しいことか
ら次式が成立する。
ら次式が成立する。
ＶｎＥｌ ＋Ｉｒａｔ Ｒ３： ＶＢＥ４ ＋ＩＣ４Ｒ
２−・”（６）ここに、■ｃ４；トランジスタＱ４のコ
レクタ電流（すなわち、エミッタ電流） エバース・モルモデルを用いて（６）式を書きかえると
、 ・・・・・・・・・・・・（７） さらに、 ここに、ｋ；ボルツマン定数（８，６ｘ １０−５ ｅ
ｖ／Ｋ） Ｔ；絶対温度 ｑ；電荷量 Ｉ＋Ｂ ； トランジスタＱ、＋の逆方向飽和電流 ＩＳ４ ； ）ランジスタＱ４の逆方向飽和電流 となる。一般に飽和電流はエミッタ面積に比例するので
、 で表わすことにする。
２−・”（６）ここに、■ｃ４；トランジスタＱ４のコ
レクタ電流（すなわち、エミッタ電流） エバース・モルモデルを用いて（６）式を書きかえると
、 ・・・・・・・・・・・・（７） さらに、 ここに、ｋ；ボルツマン定数（８，６ｘ １０−５ ｅ
ｖ／Ｋ） Ｔ；絶対温度 ｑ；電荷量 Ｉ＋Ｂ ； トランジスタＱ、＋の逆方向飽和電流 ＩＳ４ ； ）ランジスタＱ４の逆方向飽和電流 となる。一般に飽和電流はエミッタ面積に比例するので
、 で表わすことにする。
このとき、電源電圧Ｖｃｃが変化してＶｃｃ（１＋ξ）
となったとき、基準電流工、。ｔが工、。ｔ（１＋ｒ）
になったとすると、本発明ではＩｃ４がＩＣ４（１＋ξ
）となるようにして、ｖｃｃの変化率にＩＣ４の変化率
が（９） 等しくなるようにしてレシオメトリック性をもだせるこ
とを目的としている。Ｖｃｃが変動して、Ｌａｆおよび
ＩＣ４が次式のように変化したとすると、００式を（８
）式に代入すると ・・・・・・・・・・・・（１１） が得られ、００式と（８）式とから次式が成立する。
となったとき、基準電流工、。ｔが工、。ｔ（１＋ｒ）
になったとすると、本発明ではＩｃ４がＩＣ４（１＋ξ
）となるようにして、ｖｃｃの変化率にＩＣ４の変化率
が（９） 等しくなるようにしてレシオメトリック性をもだせるこ
とを目的としている。Ｖｃｃが変動して、Ｌａｆおよび
ＩＣ４が次式のように変化したとすると、００式を（８
）式に代入すると ・・・・・・・・・・・・（１１） が得られ、００式と（８）式とから次式が成立する。
第５図は０の式よりトランジスタＱ、ｌ とＱ４のエミ
ッタ電位比Ｉｃ４Ｒ２／ Ｌｅ＊ Ｒ３とＩｃ４の変化
率ξ′との関係を計算によって求めて図示した線図であ
る。計算に用いた条件は下記の通りである。
ッタ電位比Ｉｃ４Ｒ２／ Ｌｅ＊ Ｒ３とＩｃ４の変化
率ξ′との関係を計算によって求めて図示した線図であ
る。計算に用いた条件は下記の通りである。
（１）電源電圧Ｖｃｃ ＝ ５． Ｉ Ｖ 。
（２） Ｉ、。ｆの変化率ｒ＝１０％。これは第３図
の直線１かられかるようにＶｃｃの変化率ｒ＝７％に相
当する。
の直線１かられかるようにＶｃｃの変化率ｒ＝７％に相
当する。
（１０）
（３） Ｉ−−ｒ ＝ １ ｍ Ａ ０（４）トラン
ジスタＱ＋ 、Ｑ、４の１１ｐＥ＝（資）。
ジスタＱ＋ 、Ｑ、４の１１ｐＥ＝（資）。
第５図において、曲線３はＲ３＝１００Ω、曲線４はＲ
３＝２００Ω、曲線５はＲ，３＝３００Ωの場合の関係
を示す。出力電流Ｉｃ４の変化率ξ′は電源電圧の変化
率ξに等しくするためには、条件（２）に示しであるこ
とかられかるように、ξ′を０．０７にすることが必要
である。しだがって、トランジスタＱ１とＱ４のエミッ
タ電位比ＩＣ４＆／■、。ｔＲ３を１．５程度にとれば
よいことがわかる。
３＝２００Ω、曲線５はＲ，３＝３００Ωの場合の関係
を示す。出力電流Ｉｃ４の変化率ξ′は電源電圧の変化
率ξに等しくするためには、条件（２）に示しであるこ
とかられかるように、ξ′を０．０７にすることが必要
である。しだがって、トランジスタＱ１とＱ４のエミッ
タ電位比ＩＣ４＆／■、。ｔＲ３を１．５程度にとれば
よいことがわかる。
一方、第１図に示した定電流回路の場合には、Ｉｒｅｆ
の変化率１０％に相当するＶｃｃの変化率ξは、第３図
の直線２かられかるように８．４係であるから、ＩＣ４
Ｒ２／ Ｉ−ｔ Ｒａを約１．２とすることが必要であ
る。
の変化率１０％に相当するＶｃｃの変化率ξは、第３図
の直線２かられかるように８．４係であるから、ＩＣ４
Ｒ２／ Ｉ−ｔ Ｒａを約１．２とすることが必要であ
る。
第５図の丸印６は、Ｉｒ＋＋ｒ ＝ １ ｍＡ、 Ｒ２
＝ ｉＫΩ、Ｆ＝１０とした場合の実験例である。ｈＦ
ｇが有限であるだめ、計算値と若干の相違があるが、実
用的には十分である。
＝ ｉＫΩ、Ｆ＝１０とした場合の実験例である。ｈＦ
ｇが有限であるだめ、計算値と若干の相違があるが、実
用的には十分である。
さらに、丸印６における動作の詳細について説（１１）
明する。トランジスタＱ１．Ｑ、４のベース・エミッタ
間電圧Ｖ＋＋ｅとコレクタ電流Ｉｃとの関係は第６図に
示すようになる。トランジスタＱ１のコレクタ電流は１
ｍＡであるから、トランジスタＱ＋のｖＢＥは０．７５
Ｖとなり、抵抗器Ｒ３の両端電圧は０．２ｖとなる。し
たがって、］・ランジスタＱｌのベース電位は０．９５
Ｖとなる。一方、トランジスタＱ４のエミッタ面Ａ責は
、トランジスタＱｌのエミッタ面積の１０倍とすると、
これはｌ・ランジスタＱ、＋を１０個並列に接続したこ
とに相当し、トランジスタＱ、のエミッタ面積と同一の
トランジスタＱ４のエミッタ面積中にはＩＣ４／ ］、
Ｏの電流が流れると考えることができる。上記の場合
は、トランジスタＱ４のエミッタ電位は０．２９６Ｖ（
＝０．２Ｘ１．４８Ｖ）であり、ＩＣ４は２．９６ Ｘ
１０−２ｍＡとなる。このとき、トランジスタＱ４の
ＶＢＥは、第６図から０．６５Ｖとなる。したがって、
トランジスタＱ４のベース電位は０．９４６ Ｖとなり
、４ｍＶの誤差でトランジスタＱｌのベース電位に一致
する。
間電圧Ｖ＋＋ｅとコレクタ電流Ｉｃとの関係は第６図に
示すようになる。トランジスタＱ１のコレクタ電流は１
ｍＡであるから、トランジスタＱ＋のｖＢＥは０．７５
Ｖとなり、抵抗器Ｒ３の両端電圧は０．２ｖとなる。し
たがって、］・ランジスタＱｌのベース電位は０．９５
Ｖとなる。一方、トランジスタＱ４のエミッタ面Ａ責は
、トランジスタＱｌのエミッタ面積の１０倍とすると、
これはｌ・ランジスタＱ、＋を１０個並列に接続したこ
とに相当し、トランジスタＱ、のエミッタ面積と同一の
トランジスタＱ４のエミッタ面積中にはＩＣ４／ ］、
Ｏの電流が流れると考えることができる。上記の場合
は、トランジスタＱ４のエミッタ電位は０．２９６Ｖ（
＝０．２Ｘ１．４８Ｖ）であり、ＩＣ４は２．９６ Ｘ
１０−２ｍＡとなる。このとき、トランジスタＱ４の
ＶＢＥは、第６図から０．６５Ｖとなる。したがって、
トランジスタＱ４のベース電位は０．９４６ Ｖとなり
、４ｍＶの誤差でトランジスタＱｌのベース電位に一致
する。
（１２）
以上の実験例かられかるように、トランジスタＱ＋ と
Ｑ４のエミッタ面積が等しくとも同様の結果を得ること
ができるが、この場合には、Ｒ２−１０にΩとしなけれ
ばならず、Ｌｅｆが１ｍＡのとき、トランジスタＱ４の
出力電流として約３０μＡしか得られない。したがって
、本発明では、トランジスタＱ４のエミッタ面積をトラ
ンジスタＱｌのそれより大きくして、大きい出力電流Ｉ
Ｃ４が得られるようにした。
Ｑ４のエミッタ面積が等しくとも同様の結果を得ること
ができるが、この場合には、Ｒ２−１０にΩとしなけれ
ばならず、Ｌｅｆが１ｍＡのとき、トランジスタＱ４の
出力電流として約３０μＡしか得られない。したがって
、本発明では、トランジスタＱ４のエミッタ面積をトラ
ンジスタＱｌのそれより大きくして、大きい出力電流Ｉ
Ｃ４が得られるようにした。
上記したように、本発明の実施例によれば、トランジス
タＱ４のエミッタ面積をトランジスタＱ１のエミッタ面
積より太きくシ、かつ、抵抗器Ｒ２、Ｒａの抵抗値の比
率を変えて、トランジスタＱ、＋ 、 Ｑ４のエミッタ
電位比が電源電圧Ｖｃｃの変化率ξとトランジスタＱ４
の出力電流ＩＣ４の変化率ξ′とがほぼ同一となるよう
な値になるようにしたので、トランジスタＱ４の出力電
流Ｉｃ４、すなわち、定電流回路の出力電流を減らすこ
となく、電源電圧の変化率と出力電流の変化率とを等し
くすることができる。
タＱ４のエミッタ面積をトランジスタＱ１のエミッタ面
積より太きくシ、かつ、抵抗器Ｒ２、Ｒａの抵抗値の比
率を変えて、トランジスタＱ、＋ 、 Ｑ４のエミッタ
電位比が電源電圧Ｖｃｃの変化率ξとトランジスタＱ４
の出力電流ＩＣ４の変化率ξ′とがほぼ同一となるよう
な値になるようにしたので、トランジスタＱ４の出力電
流Ｉｃ４、すなわち、定電流回路の出力電流を減らすこ
となく、電源電圧の変化率と出力電流の変化率とを等し
くすることができる。
（１３）
第７図は本発明に係る定電流装置の一応用例を示す回路
図である。抵抗器ＴＬ＋−Ｒ３、ｌ・ランジスタＱ＋
、Ｑ、３．０．４より構成された回路が本発明に係る定
電流装置で、トランジスタＱ４のコレクタに接続された
抵抗Ｒ４〜Ｒ７よりなる回路は、温度センサあるいは圧
カセンザとしてのブリッジ回路である。センサの出力電
圧■ｏは電源電圧ｖｃｃとレシオメトリックであること
がしばしば要求されるが、第７図によれば、抵抗Ｒ４〜
Ｒ７で構成されるブリッジ回路の駆動電流をＶｃｃとレ
シオメトリックにできるので、出力■。はやはりＶｃｃ
に対してレシオメトリックとすることができる。さらに
、駆動電流を大きくとれることから、出力ＶＱ も大き
くすることができる。
図である。抵抗器ＴＬ＋−Ｒ３、ｌ・ランジスタＱ＋
、Ｑ、３．０．４より構成された回路が本発明に係る定
電流装置で、トランジスタＱ４のコレクタに接続された
抵抗Ｒ４〜Ｒ７よりなる回路は、温度センサあるいは圧
カセンザとしてのブリッジ回路である。センサの出力電
圧■ｏは電源電圧ｖｃｃとレシオメトリックであること
がしばしば要求されるが、第７図によれば、抵抗Ｒ４〜
Ｒ７で構成されるブリッジ回路の駆動電流をＶｃｃとレ
シオメトリックにできるので、出力■。はやはりＶｃｃ
に対してレシオメトリックとすることができる。さらに
、駆動電流を大きくとれることから、出力ＶＱ も大き
くすることができる。
以上説明したように、本発明によれば、電源電圧の変化
率に等しい変化率の出力電流を得ることができ、しかも
、その出力電流を大きくすることができるという効果が
ある。
率に等しい変化率の出力電流を得ることができ、しかも
、その出力電流を大きくすることができるという効果が
ある。
（１４）
第１図は従来の定電流回路の回路図、第２図は一般に使
われている定電流回路の回路図、第３図は電源電圧変化
率と基準電流変化率との関係線図、第４図は本発明の定
電流装置の一実施例を示す回路図、第５図は第４図の回
路動作を祝明するだめの線図、第６図はトランジスタの
ＶＢＥ ＩＣｅ性線図、第７図は本発明に係る定電流
装置の一応用例を示す回路図である。 Ｒ１−Ｒ３・・・抵抗器、Ｑ、＋ 、 Ｑ、３ 、 Ｑ
、４・・・トランジスタ。 代理人 弁理士 長崎博男 （ほか１名） 茅 １ 目 （１５） 茅２０ 第３ 目 θ ６ １０ ／δ茅
４目 茅５目 ｌｌ１．５−２ ￥６ 図 Ｖβε （ｙ） 茅 ７ 目
われている定電流回路の回路図、第３図は電源電圧変化
率と基準電流変化率との関係線図、第４図は本発明の定
電流装置の一実施例を示す回路図、第５図は第４図の回
路動作を祝明するだめの線図、第６図はトランジスタの
ＶＢＥ ＩＣｅ性線図、第７図は本発明に係る定電流
装置の一応用例を示す回路図である。 Ｒ１−Ｒ３・・・抵抗器、Ｑ、＋ 、 Ｑ、３ 、 Ｑ
、４・・・トランジスタ。 代理人 弁理士 長崎博男 （ほか１名） 茅 １ 目 （１５） 茅２０ 第３ 目 θ ６ １０ ／δ茅
４目 茅５目 ｌｌ１．５−２ ￥６ 図 Ｖβε （ｙ） 茅 ７ 目
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、コレクタ側に基準電流を規定する抵抗器が接続され
、エミッタ側に出力電流を規定する第１の抵抗器が接続
され、ベース・コレクタ間が直接まだは他のトランジス
タを介して短絡された第１のトランジスタと、該第１の
トランジスタのベースにベースが接続され、エミッタ側
に出力電流を規正する第２の抵抗器が接続された第２の
トランジスタとよりなる定電流回路において、前記第１
゜第２のトランジスタのエミッタ電位比を電源電圧の変
化率と前記第２のトランジスタの出力電流の変化率とが
ほぼ同一になる値にする手段を備えていることを特徴と
する定−波装置。 ２、前記手段は、前記第２のトランジスタとしてエミッ
タ面積が前記第１のトランジスタのエミッタ面積より大
きいものを使用し、前記第１．第２の抵抗器として抵抗
値の比率が電源電圧の変化率と前記第２のトランジスタ
の出力電流の変化率とがほぼ同一となる比率のものを使
用してなる特許請求の範囲第１項記載の定電流装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57217597A JPS59107612A (ja) | 1982-12-10 | 1982-12-10 | レシオメトリック定電流装置 |
| US06/559,467 US4591780A (en) | 1982-12-10 | 1983-12-08 | Constant current source device having a ratio metricity between supply voltage and output current |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57217597A JPS59107612A (ja) | 1982-12-10 | 1982-12-10 | レシオメトリック定電流装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59107612A true JPS59107612A (ja) | 1984-06-21 |
| JPH05727B2 JPH05727B2 (ja) | 1993-01-06 |
Family
ID=16706784
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57217597A Granted JPS59107612A (ja) | 1982-12-10 | 1982-12-10 | レシオメトリック定電流装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4591780A (ja) |
| JP (1) | JPS59107612A (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4771228A (en) * | 1987-06-05 | 1988-09-13 | Vtc Incorporated | Output stage current limit circuit |
| JP2542623B2 (ja) * | 1987-07-17 | 1996-10-09 | 株式会社東芝 | カレントミラ−回路 |
| JPH0727424B2 (ja) * | 1988-12-09 | 1995-03-29 | 富士通株式会社 | 定電流源回路 |
| US5119094A (en) * | 1989-11-20 | 1992-06-02 | Analog Devices, Inc. | Termination circuit for an r-2r, ladder that compensates for the temperature drift caused by different current densities along the ladder, using one type of biopolar transistor |
| US5103157A (en) * | 1990-07-10 | 1992-04-07 | National Semiconductor Corp. | Common emitter amplifiers operating from a multiplicity of power supplies |
| US5451859A (en) * | 1991-09-30 | 1995-09-19 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | Linear transconductors |
| FR2681961A1 (fr) * | 1991-09-30 | 1993-04-02 | Sgs Thomson Microelectronics | Generateur de courant precis. |
| US5498952A (en) * | 1991-09-30 | 1996-03-12 | Sgs-Thomson Microelectronics, S.A. | Precise current generator |
| US5825167A (en) * | 1992-09-23 | 1998-10-20 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | Linear transconductors |
| US5977759A (en) * | 1999-02-25 | 1999-11-02 | Nortel Networks Corporation | Current mirror circuits for variable supply voltages |
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| CN115657775B (zh) * | 2022-10-17 | 2026-02-24 | 杭州电子科技大学 | 一种低噪声高精度的三极管电流源 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4825459A (ja) * | 1971-08-02 | 1973-04-03 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5936219B2 (ja) * | 1975-11-04 | 1984-09-03 | アサヒコウガクコウギヨウ カブシキガイシヤ | カメラノデイジタルヒヨウジカイロ |
| JPS55611A (en) * | 1978-06-09 | 1980-01-07 | Toshiba Corp | Constant current circuit |
| NL8103813A (nl) * | 1981-08-14 | 1983-03-01 | Philips Nv | Stroomstabilisatieschakeling. |
| JPS5882319A (ja) * | 1981-11-10 | 1983-05-17 | Sanyo Electric Co Ltd | 定電流回路 |
-
1982
- 1982-12-10 JP JP57217597A patent/JPS59107612A/ja active Granted
-
1983
- 1983-12-08 US US06/559,467 patent/US4591780A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4825459A (ja) * | 1971-08-02 | 1973-04-03 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05727B2 (ja) | 1993-01-06 |
| US4591780A (en) | 1986-05-27 |
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