JPS5912205B2 - 高周波増幅回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、テレビジョン受像機のＶＨＦおよびＵＨＦ電
子チューナ等に好適な高周波増幅回路に関する。

第１図は従来のテレビジョン受像機用チューナ回路の一
例であり、１はアンテナ、２は帯域フィルタ、３は高周
波増幅用ＦＥＴ（電界効果形トランジスタ）、４は全体
を６で示す同調回路のインダクタンス素子（コイル）、
５は同調回路６の可変容量素子（可変コンデンサ）、７
は結合コンデンサ、８は周波数変換回路、９〜１１およ
び１５はバイアス抵抗器、１２および１３はバイアスコ
ンデンサ、１４は電源端子、１６は利得制御電圧端子で
ある。

第１図において、アンテナ１で受信された信号は帯域フ
ィルタ２を介してＦＥＴ３の第１ゲート電極Ｇ１に印加
され、とのＦＥＴ３で増幅された信号はドレイン電極り
に負荷として接続された同調回路６（コイル４および可
変コンデンサ５の並列回路からなる）により同調され、
結合コンデンサ７を介して次段の周波数変換回路８に伝
達される。

なお、端子１４の直流電源電圧はバイアス抵抗１０を介
してＦＥＴ３の第１ゲートＧ１に印加されるとともに、
コイル４を介してドレイン電極りに印加される。

また、端子１６の利得制御電圧は抵抗器１５を介してＦ
ＥＴ３の第２ゲート電極Ｇ２に印加されている。

一般に、第１図に示す高周波増幅回路において、受信周
波数を選択するのには、可変コンデンサ５の容量を変化
させて同調回路６の共振周波数を目的受信周波数に一致
させるようにしている。

ところが、通常高周波増幅素子ＦＥＴ３の出力容量は１
〜２ＰＦにも達するので、同調回路６の等価的な可変容
量の最小値が増加し、それによって可変容量範囲が挾め
られる結果、受信周波数範囲全域をカバーできなくなる
。

特に、ＶＨＦ帯やＵＨＦ帯では同調回路６の可変コンデ
ンサの可変範囲の最大値もあまり大きくすることができ
ないので（あまり大きくすると同調回路のＱが低下し利
得が落ちる）、受信周波数範囲は非常に狭くなる。

また、電子チューナでは著しく広い可変範囲を有する可
変コンデンサを作製するのは困難であり。

限度がある。

更に、ＦＥＴ３が直接同調回路６に結合しているため、
高周波増幅器の利得が大きすぎて周波数変換回路８にお
ける混変調妨害除去特性や内部混変調特性を劣化させる
原因となる。

そのような劣化を防止するため、同調回路にダンピング
抵抗を付加して利得を低下させることも行なわれている
が、そうすると回路のＱが低下するので、ＩＦ妨害除去
特性やイメージ妨害除去特性などを悪化させる。

そこで、従来第２図に示すように、第１図の回路におけ
るＦＥＴ３と同調回路６０間に小容量の結合コンデンサ
１７を挿入するとともに、ＦＥＴ ３のドレイン電極に
対する直流電圧は別途チョークコイル１８を通じて供給
するように構成し、この挿入したコンデンサ１７により
結合を弱くして利得を低下させるとともに、可変コンデ
ンサ５に並列に加わる容量を減少させる試みがなされて
いる。

しかし、この場合コンデンサ１７の結合容量は上記ＦＥ
Ｔ３の出力容量に比べて十分小さくしなければならない
ので、この結合容量のため回路全体の利得が低下する。

また、付加されたチョークコイルは、使用周波数帯全域
に亘り回路の他の部分に影響を与えないようなもの（理
想的には目的の全周波数帯域にて無限大の誘導性リアク
タンスを呈するもの）を用いるべきであり、そのため細
い線径の導体を幾重にも巻いて製作されるが、ＶＨＦや
ＵＨＦテレビジョンチューナのような広範囲の使用周波
数帯全域において常にきわめて大きい誘導性リアクタン
スを呈するものを製作することは困難であり、実際には
幾重にも巻けば巻くほど線間容量を生じ、この容量によ
る自己共振周波数以上では容量性リアクタンスのものと
なってしまう。

との自己共振周波数を目的の全帯域のはるか上方に持ち
こし、しかも全帯域で高い誘導性リアクタンスのものを
作製することができればよいが、そのようなことは上記
のように不可能である。

そのため、通常このチョークコイルとして自己共振周波
数が数ＭＨ２〜１００ＭＨ２程度のものを使用している
が、このようなチョークコイルばＶＨＦテレビジョンチ
ューナの受信周波数帯においてすでに数ｐＦ程度の容量
性リアクタンスとして働き、この容量がコンデンサ１７
を介して可変容量５に更に付加される結果、依然として
同調回路の実効容量を低下することができず、受信周波
数の可変範囲を拡大する妨げとなっている。

その上、高周波増幅素子ＦＥＴ３の出力容量と並列に上
記チョークコイルの容量が加わる結果、とのＦＥＴ３（
その出力インピーダンスは一般にきわめて高い）の等価
的な負荷インピーダンスが低下させられてより大きな不
整合を生じ、適当に利得が低下することになる。

また、この利得低下を補なうため結合コンデンサ１７の
容量を大きくすれば、前述したように受信周波数可変範
囲が狭くなる。

本発明の目的は、上記した従来回路の欠点を除き、回路
構成が簡単であり、高周波増幅素子と同調回路とを不整
合を生じることなく容易に結合することができて極端な
利得低下を生じるととのない、可変同調容量素子に対す
る等価的な付加容量を極めて小さく抑えて受信周波数の
可変範囲を十分広くし、かつ種々の妨害特性のない高周
波増幅回路を提供するにある。

これらの目的を達成するため、本発明の高周波増幅回路
は、高周波増幅用能動素子（たとえばＦＥＴ）と、その
出力負荷である同調回路とこの高周波増幅用能動素子お
よび同調回路を結合する高周波コイルとを備えたことを
特徴とする。

つまり、高周波増幅用能動素子の出力電極（たとえばＦ
ＥＴのドレイン電極）と同調回路とは、第１図のように
直接接続されるのではなくまた第２図のように小容量１
７を介して接続されるのでもなく、ある分布容量を有す
るかまたは適当な容量が並列接続された高周波コイルを
介して接続されるものである。

このように構成することにより、能動素子の出力容量（
たとえばＦＥＴのドレインソース電極間容量）は高周波
コイルの実効容量を介して（両者の直列容量として）同
調回路の可変容量素子に加わるだけであるから、その可
変範囲は第１図のものに比べて十分大きくとれる。

また第２図の可変容量５に対する等価付加容量は、ＦＥ
Ｔ出力容量およびチョーク線間容量の和と結合容量１７
との直列容量であるのに対し、本発明では同様な出力容
量と高周波コイルの実効容量との直列容量のみであるか
ら、十分小さくできる。

第２図の場合、結合容量１７を可変容量素子５に比べて
十分小さくしなければならないが、本発明では高周波コ
イルの実効容量リアクタンス成分にそのような制限をし
なくても付加容量を小さくできるから、利得を減少させ
ることがない。

本発明の好適な実施例において、上記高周波コイル自体
もしくはこれと並列接続された容量からなる部分の並列
共振周波数は、目的の各受信チャンネル周波数帯域のう
ち、その最低周波数チャンネルよりもわずか下方に選定
する。

このように選定するととにより、たとえばＶＨＦテレビ
ジョンチューナの如く低域チャンネルと高域チャンネル
が離れていて高域チャンネル利得が低域よりも低い場合
、その差を補償することができる。

以下、本発明の実施例を図面により説明する。

第３図は、本発明をテレビジョン受像機用２バンド電子
チユーナに適用した実施例の回路図で、可変コンデンサ
として可変容量ダイオードを用いたものである。

第３図において、２０はアンテナであり、帯域フィルタ
２１を介してＦＥＴ５０の第１ゲートＧ１に接続されて
いる。

点線８５で囲まれた部分は複同調回路であり、ＦＥＴ５
０の出力ドレイン電極りとこの同調回路８５とは、結合
コンデンサ９０および結合チョークコイル９１の並列回
路によって接続されている。

同調回路８５の出力端は結合コンデンサ４８により後段
の周波数変換回路８０に接続されている。

ＦＥＴ５０の第２ゲートＧ２にはバイアス抵抗２２を介
して利得制御電圧が端子７０から印加されている。

２３２４．２５．２６はＦＥＴ５０を駆動するためのバ
イアス抵抗、４０はバイアスコンデンサである１複同調
回路８５は、可変容量ダイオード５１ 。

５２およびトラッキング補正用コンデンサ４６゜４７か
らなる同調容量と、２バンドのうち高域受信周波数チャ
ンネル帯（・・イバンド）用コイル６０．６１および低
域受信周波数チャンネル帯（ローバンド）用コイル６２
，６３，６４に対するダンピング抵抗、３２は端子７３
を直流電圧源から切り離したときこの端子をアース電位
に保持するためのバイパス抵抗である。

つぎに、第３図の実施例の動作を説明する。

ローバンド受信時には、端子７２に正の電源電圧（十Ｂ
）を印加し、端子７３は解放する。

端子７３はその結果、アース電位（帯電位）となるので
、切換用ダイオード５３および５４は共に逆バイアスと
なって非導通状態になるため、ローバンドおよびバイバ
ンド双方のコイル６０と６２゜６１と６３が直列に接続
され、ローバンドを受信することができる。

このとき、ローバンド端子７２の直流電圧（十Ｂ）はコ
イル６４，６２゜６０および高周波チョークコイル９１
を経て電源電圧としてＦＥＴ５０のドレイン電極りに印
加されるとともに、バイアス抵抗２４．２５を経て第１
ゲート電極Ｇ１およびソース電極Ｓのバイアス電圧をも
与える。

バイバンド受信時には、端子７２を切離し端子７３に切
換電圧（十Ｂ）を印加する。

このとき、切換ダイオード５３．５４は導通状態となり
、コイル６２および６３は共にバイパスコンデンサ４４
により高周波的に短絡され、コイル６０゜６１だけが動
作してバイバンドを受信することができる。

なお、このときにも、端子７３の電圧（十Ｂ）は切換ダ
イオード５３、コイル６０およびチョークコイル９１を
経てＦＥＴ５０のドレインＤに電源電圧として印加され
、またダイオード５３、コイル６２，６４および各バイ
アス抵抗２４．２５を経てＦＥＴの第１ゲートＧ１およ
びソースＳにバイアス電圧を与えるものである。

な訃、抵抗２９は、バイバンド受信時にダイオード５４
に電流を流し、確実にダイオード５４を導通状態にする
ための抵抗である。

この実施例の特徴として、ＦＥＴ５０のドレイン電極り
と複同調回路８５０入力端とは、コンデンサ９０および
チョークコイル９１の並列回路をもって結合されており
、ＦＥＴ５０のドレインに対するバイアス電圧はチョー
クコイル９１を通じて供給されている。

ところで、前に述べたところから明らかなように、ＵＨ
Ｆ帯またはＶＨＦ帯に使用するチョークコイルは、通常
数１００ｎＨ乃至数μＨ程度のインダクタンスを持たせ
る必要がある。

そのため、このチョークコイルは細い線径の導線を多数
回密着させたり幾重にも重ねたりして巻回するのが普通
であり、チョークコイルには線間の浮遊容量を生じるの
で、等節約にチョークコイルはインダクタンスと容量と
の並列回路で表わされる。

第３図の実施例では、このチョークコイル９１は２．２
μＨのものが使用されており、その線間浮遊容量は２．
２ ｐ Ｆとなっている。

したがってＦＥＴ５０と複同調回路８５とは、この浮遊
容量２．２ｐＦに結合コンデンサ９０の容量を加えたも
ので結合されているわけである。

第２図に示した従来例の回路では、チョークコイルが電
源とＦＥＴ５０の出力ドレインとの間に直接接続されて
いるので、この浮遊容１７５−Ｆ″ＥＴ ５０の出力容
量（ドレインソース間容量）に並列に加わり、ＦＥＴ５
０との不整合が生じる結果、チョークコイル両端に現わ
れる出力電圧は低くなり利得が低下する。

また、この電圧は結合コンデンサ１７を通じて更に分圧
されるので利得は更に低下する。

そこで、不整合やコンデンサ１７による利得低下を防ぐ
ため、コンデンサ７の容量を増加すると、同調回路の可
変容量５に対し、上記ＦＥＴ出力容量とチョークコイル
浮遊容量との並列容量がそのま＼加算されることになり
、同調範囲を狭くする。

これに対し、本発明の上記第３図の実施例では、ＦＥＴ
の出力端（ドレインソース）からみると、チョークコイ
ルの浮遊容量は出力容量にそのま＼加わるのではなく、
複同調回路を介して（等価的により小さな容量として）
加わるものであるから、不整合を生じることがなく、利
得を不当に低下させない。

また、この浮遊容量またはコンデンサ９０の容量は第２
図のコンデンサ１７のように小さくする必要はないから
、この点からも利得低下を防止できる。

更に、複同調回路側からみた場合、その同調容量（可変
容量ダイオード５１）に付加されるのは、チョークコイ
ル９１の浮遊容量（またはコンデンサ９０との並列容量
）とＦＥＴ出力容ｔどの和ではなくて、これらの直列容
量（各々の容量よりも小さい）であるから、実効的な同
調容量の最小値を小さくなし得て、第２図のものに比べ
て受信周波数範囲を１．３倍以上も拡大することができ
る。

更に、また第１図と比べた場合、第３図の実施例では、
ダンピング抵抗も軽くできるので、回路のＱを落すこと
なく妨害特性も良好に保つことができる。

さて、一般に、真空管やトランジスタ、特にＦＥＴを用
いた高周波増幅回路では、周波数が低いほど利得が大き
くなる。

テレビジョン用チューナのように、ローバンドとハイバ
ンドの受信周波数が２倍以上にもなると、ローバンドと
ハイバンド間の利得偏差が問題になる。

そこで通常、ローバンド時にのみ同調回路のダンピング
を行ない、回路のＱを低下させたり、小容量でハイバン
ドとローバンドの複同調回路の結合度を変えてノ・イバ
ンドでの利得を低下したりして両バンドの利得を揃える
ことが行なわれているが、前述のように妨害特性を悪化
させ、また利得を犠牲にするので好ましくない。

そこで、本発明の第３図の実施例では、高周波チョーク
コイル９１とコンデンサ９０（コイル９１の浮遊容量も
含む）の共振周波数は、ローバンドの最低受信周波数よ
りもある程度低い周波数に設定される。

このように設定すると、高周波チョークコイル９１とコ
ンデンサ９０の並列回路（結合回路）はこの共振周波数
よりも僅か上方から始まる受信周波数帯全域で容置性リ
アクタンスとなり、ローバンド受信時にはとの結合回路
の結合インピーダンスは高く、すなわち小容量のコンデ
ンサでもって結合したのと等価的に同じ効果を有し、ま
たハイバンド受信時には共振点が受信周波数よりも非常
に低いところにあるので、チョークコイル９１の誘導性
リアクタンス分は無視され、その浮遊容量およびコンデ
ンサ９０の容量の和である比較的大容量をもって結合し
たのと等価的に同じ効果を奏するものである。

こうして、この実施例によれば、ローバンドとハイバン
ドの利得偏差を少なくし、しかも従来例にみられる妨害
特性も改善される。

上で述べた実施例では、高周波増幅素子の出力電極と複
同調回路との結合を、高周波チョークコイル９１とコン
デンサ９０との並列回路によって行なうようにしたもの
について説明したが、コンデンサ９０を省略し高周波コ
イルまたはチョークコイル９１のみによって結合しても
、同様な効果を奏することは言うまでもない。

また、高周波増幅用能動素子としてはＦＥＴに限らず、
トランジ） スタや真空管でも同じ効果を奏することは
明らかである。

以上、実施例によって詳しく述べたように、本発明の高
周波増幅回路は、高周波増幅用能動素子の出力電極とそ
の負荷となるべき同調回路とを、高周波コイルもしくは
これにコンデンサを並列接続したものによって接続する
ように構成したものであり、この構成によって、同調回
路の受信周波数範囲を拡大するとともに、能動素子と同
調回路とを容易に整合するよう結合させて適切な利得を
得、良好な妨害除去特性を得ることができる等の効果を
奏する。

また、高周波コイルは高周波増幅用能動素子に対する直
流電源電圧の供給路も兼ねることになるから、従来回路
に比べて回路部品点数が増加することもなく、特性を向
上させ得る。

なお、高周波コイルの共振周波数を目的受信周波数帯域
のや＼下方に設定した場合には、全周波数帯域の利得偏
差を少なくする効果も併せて奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図はそれぞれ従来のテレビジョン受像
機用チューナの各側を示す電気回路図、第３図は本発明
の高周波増幅回路をテレビジョン受像機用チューナに適
用した一実施例の電気回路図である。 ５０・・・高周波増幅用能動素子、８５・・・同調回路
、９０・・・結合コンデンサ、９１・・・高周波コイル
。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 出力容量を有する高周波増幅用能動素子の出力電極
   と、可変容量を有する並列可変同調回路の入力電極とが
   電気的に接続される高周波増幅回路であって、上記高周
   波増幅用能動素子の出力電極と並列可変同調回路の入力
   電極との間に前記並列可変同調回路の共振周波数よりも
   低い周波数に共振する高周波コイルと結合コンデンサと
   の並列回路が接続されていることを特徴とする高周波増
   幅回路。