JPS59162794A - 同期モ−タの制御方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、同期モータをトルク一定制御するための同期
モータの制御方式に関し、特に同期モータの高速時及び
加速時のトルク特性を改善することのできる同期モータ
の制御方式に関する。

（従来技術） サーボモータは、種々の分野に広く用いられており、近
年交流サーボモータも開発されており、同期モータもサ
ーボモータとして利用出来る様になっている。特にロー
タに永久磁石を用いた同期モータはブラシレス形である
ため、ノイズの発生もなく、構成が簡単であることから
、広く利用されつつある。

この様な同期モータにおいては、トルクを一定に制御す
る必要があり、このため、ステータである電機子巻線に
は、ロータにより誘起される誘起起電力と同相の電流を
流す様に制御する技術が開発されている。この技術を、
第１因に示す同期モ−夕の構成図を用いて説明すると、
永久磁石であるロータｌの磁界のｑ軸よりθの角度の位
置での磁束音度Ｂは、 Ｂ　＝　Ｂ　ｍ　＠　ｓｉｎθ　　　　　　　−・・−
；−（１）となる。

又、図のステータ２の８巻線と鎖交する磁束φは、 φ＝−φｍ　ａ　ｃｏｓ　Ｏｃ　　　　　−−（２）と
なる。（但し、φｍはロータ１のｑ軸上での磁束とする
。） 従って８巻線の誘起起電力ｅ　は、 ｅｌ＝−（ｄφ／ｄｔ） ′＝−φｍＩＩＰ・０ｍ・ｓｉｎθ　…（３）となる。

（但し、０＝　　Ｐθｍ＝Ｐ・ωｍ＠ｔとする。） 同様にして８巻線と各々１．／３π、２／３πの角度に
配置されたステータ２の５巻線、Ｃ巻線の誘起起電力ｅ
、、ｅｌは、 ｅ、　＝−ｃｔ＞、＊　Ｐａ　ωｍ＠５ｉｎ（θ＋２　
／（３πｌ　）・・・・・・・（４） ｅ３　＝−φｍＰ　ｅ　ωｍｅ　５ｉｎ（θ＋４／（３
π））・・・・・・・　（５） となる。

ここで、各電機子巻線ａ、ｂ、ｃに流す電流を１１　　
＋１２＋１３　　とすると、係る３相同期モータの出力
トルクＴは、 Ｔ＝　１／２（ｅｌ・ｉ、＋ｅ２＊　ｉ、＋ｅ、＊　ｉ
３）　・−（６）で表現されるから、（３）、（４）　
、（５）式を（６）式に代入して、 Ｔ＝−１／２φｍ・ｐ＠ωｍ Ｘ（ｉ、ｅｓｉｎ　　θ　＋　ｉ、５ｓｉｎ（θ　＋２
／（３π））＋　　ｉ、　　＠　　５ｉｎ（θ　＋４／
（３π））　　）　　−（７）となる。トルクＴを一定
にするには、角度θに依存しない様にすれば良いから、 （但し、工は電流の振幅である。） とすれば、（７）式のトルクＴは、 Ｔ　＝　１／２Ｋ　（Ｉ　ｓｉｎ’θ＋Ｉ　ｓｉｎ’（
θ＋２／（３ｆ））＋　Ｉ　’５ｉｎ２（θ＋４澗π）
））＝３／２ＫＩ　　　　　　　　　　　　　　・・・
・・・　（９）となり、トルクＴはロータ１の回転位置
によらず一定となる。

この様な制御を行なうためには、同期モータのロータ角
度を検出し、これによって各電機子電流の値を制御する
ことが必要となる。

（従来技術の問題点） ところで、係るモータの駆動のため最終段にインバータ
が用いられるが、インバータには物理的な飽和量（最高
電圧）があるから、高速時や加速時の如く、インバータ
の飽和量を越える電流指令が与えられると、同期モータ
へ供給される電流波形が正弦波でなくなってくる。即ち
、第２図に示す如く、最大電圧ＩＶＩで飽和し、各相Ｒ
，５゜Ｔ相の電流波形は矩形波に近づく。

このため、第（９）式における定数Ｋが低下し、トルク
効率が減少し、有効にトルクが得られないばかりか、円
滑な回転が損なわれ、騒音、振動の原因ともなっていた
。

（発明の目的） 従って、本発明の目的は、高速時や加速時のトルク効率
を向上せしめることができる同期モータの制御方式を提
供するにある。

（発明の概要） 本発明では、インバータの出力が飽和量に達するか否か
を予測し、飽和量を越えた相のインバータへの入力を飽
和量を越えない様に補正するものである。

（実施例） 以下、本発明を実施例により詳細に説明する。

第３図は本発明の原理説明図である。

本発明は、インバータの飽和量ＩＶＩを越える電流指令
Ｉ’　ｒに対し、電流波形が飽和しない様に低減させて
、図のｋｏＩｒの如く常に電流波形が正弦波を呈する様
にしている。

このため、実効値電流指令Ｉｒを単にに倍（０＜ｋ＜ｊ
）することも考えられるが、この方式では、ｓｉｎ　θ
との乗算後、実電流との差が取られ、電流指令としてイ
ンバータへ出力されるので、正確にインバータへの出力
が飽和量以内にあることを保証することは出来ない。逆
に、定数ｋを低く取ると、十分なトルクが得られない。

従って、本発明では、インバータへ入力される電流指令
を見て飽和量に達しているかに応じて、係る電流指令を
補正する様にしている。

第４図は本発明の詳細な説明図であり、図中、１０１は
同期モータであり、１０８は演算制御部であり、速度制
御ループと電流制御ループとを演算動作によって行なう
ものである。１０２はパルスコーダであり、同期モータ
ｌｏｔのシャフトに連結され、　同期モータ１０１の界
磁極の位置を示す位置コードと、同期モータ１０１が所
定角回転毎に出力される回転パルスを発生するものであ
る。１１５は後述するインバータである。

演算制御部１０８は、位置誤差から得た実効値電流指令
Ｉｒとバルスコーダ１０２の位置コード、回転パルスを
基にサイン波発生器ＳＧより出力されるｓｉｎθ、５ｉ
ｎ（θ＋２／（３π））　　、　ｓｉｎ　（θ＋４７（
３π））の正弦波と乗算器ＭＲ，ＭＳ、ＭＴで乗算し、
各Ｒ，Ｓ、Ｔ相の電流指令り、、ｉ５．Ｉ□を得る。こ
れは第（８）式の１１．弓　、　１３　　と同一のもの
である。更に、同期モータ１０１の各相の実相電流ＩＲ
，１５＋　１７　と差分器ＡＲ，ＡＳ、ＡＴで差が取ら
れ、所定の係数Ｋを乗算され、インバータ駆動指令Ｕ、
、Ｕ９．Ｕアとなる。

このインバータ駆動指令Ｕ、、Ｕ５．ＵＴは補正演算器
ＣＡに入力し次の演算が行なおれる。即ち、インバータ
の飽和＠１ｖ１と比較し、ＩＵＲｌ。

ＩＵ、ｌ、ＩＵ□　１＜ｖの時には、補正演算器は補正
信号を発生しない。逆にＩＵ、ｌ　、ＩＵ５１、ＩＵ工
　１のいずれかがＶより大きい時は、その相に対し補正
信号を出力する。

例えばＲ相の指令ＩＵＩ２＋がＶより大であるとすると
、次の様にして実効値電流Ｉｒが第３図の如（ｋｏＩ　
ｒに低下せしめるための補正信号δＵを演算する。

Ｕ’Ｒ＝　Ｋ　（Ｉｒ　ｓｉｎθ−ＩＲ）十δＵ、−（
１０）ここでＵ盲　　は前述の如く、ｋｏＩｒに減少せ
しめるから、 Ｕ’Ｒ＝　Ｋ　（ｋｏｌｒ　ｓｉｎθ−１Ｂ）　　　・
”曲（１１）（１０）式と（１１）式より、 δＵ、＝　Ｋ　（１−ｋｏ）　Ｉｒ　ｓｉｎθ　　・・
曲・（１２）ｋＯは一定であるから容易にδＵ、を演算
しうる。更に、Ｒ軸のみ低下せしめると、他の相とのバ
ランスが崩れ、高調波トルク成分が現われてくることか
ら、他のＳ、Ｔ相についても実効値電流がＩｒからｋｏ
Ｉｒに低下したかの様に補正する。

ｕ’ｓ　＝　Ｋ　（ｋｏＩｒ　ｓｉｎ　（θ＋２／（３
π））　　ｔｓ）＝Ｕ、　−Ｋ　（＋−ｋｏ）　Ｉｒ　
ｓｉｎ　（θ＋２　／（３＊））＝Ｕ、−δＵＲＸ山ユ
Ｍ今虹籾 ・・・・・・・（１３） 、゛、δＵ、＝−δＵ、Ｘ山ユＨ會艷籾・・・・・・・
（１４） Ｕ’７　＝　Ｋ　（ｋｏ’Ｉｒ　ｓｉｎ　（θ＋４／（
３π））　　１ｖ）＝Ｕ、−Ｋ　（１−ｋｏ）　Ｉｒ　
ｓｉｎ　（θ＋４／ｌ’３　π））＝ＵＴ−δＵ、Ｘ　
　ｇ’ｉｎ　　Ｏ＋４／３　　ｘ升ｓｉｎ　　θ ・・・・・・・　（１５） 、゛、δＵＴ＝−δＵ、Ｘ山≠Ｈ咋り妖・・・・・・　
（１６） この様な補正信号δＵ８．δＵ５．δＵアを発生し、加
算器ＢＲ，ＢＳ、ＢＴで加算せしめれば、その出力はｕ
／Ｒ，Ｕ’、　、　Ｕ’７は各々第（１０）式、第（１
３）式、第（１５）式の如く゛なり、各・インバータ１
１５から同期モータ１０１へ与えられる電流は第３図の
如く正弦波状となり、あたかも実効値電流指令がｋＯ倍
された如く流れる。

従って、高速回転時、加速時のトルク特性が改善される
。又、他のＳ、Ｔ相の指令ＩＵ、Ｉ、ＩＵＴ　ｌがＶよ
り大の場合も同様にして求めることができる。

尚、Ｔは演算制御部１０８の電流ループのサンプリング
同期を示したものであり、周期Ｔ毎にインバータ駆動指
令ｕ警、　Ｕ’５．　Ｕ’、が出力される。又、前述の
補正は、速度制御ループのサンプリング周期毎に行なう
こともできる。

次に、本発明を実現するための構成について説明する。

第５図は本発明の一実施例構成図であり、図中、第４図
と同一のものは同一の記号で示してあり、演算制御部１
０８は、モータ制御プログラムに従い演算動作を行なう
プロセッサ１０８ａと、モータ制御プログラムを格納す
るプログラムメモリ１ｏｓｂと、データの記憶のための
データメモリ１０８Ｃと、ＮＣ装置等の外部からの指令
を受けるための入出カポ−）１０８ｄと、タイマ回路に
パルス幅変調指令を出力する入出力ボート１０８ｅと、
検流器１１２Ｕ、１１２Ｖ、１１２Ｗからの実相電流Ｉ
ａｕ、Ｉａｖ、Ｉａｗを受け、デジタル値に変換するた
めのアナログ・デジタル（ＡＤ）変換器１０８ｆと、パ
ルスコーダ１０２から最初に同期モータ１０１の界磁極
の回転位置αを示す位置コードかロードされ、以降パル
スコーダ１０２から同期モータ１０１が所定角回転する
毎に発生される回転パルスＰ、、Ｐ、を計数するカウン
タ１０８ｇと、これらを接続するためのアドレス−デー
タバス１０８ｈとで構成されている。

１１２Ｕ、１１２Ｖ、１１２Ｗは各相の実相電流を検出
するための検流器であり、ｌｉ４はタイマ回路であり、
演算制御部１０８からのパルス幅変調指令に応じた幅の
パルス幅変調信号を出力するもの、１１５はインパーク
であり、外部に設けられた３相交流電源１１６とこの３
相交流を直流に整流する整流回路１１７（ダイオード群
１１７ａ及びコンデンサ１１７ｂ）によって直流電圧が
伺チされ、６個のパワートランジスタＱ１　〜Ｑ。

とダイオードＤ１　〜Ｄ６　を有しており、パルス幅変
調信号で各パワートランジスタＱ１〜Ｑ６をオン／オフ
制御して同期モータ１０１に駆動電流を与えるものであ
る。

次に、第５図実施例構成の動作を、同期モータがある速
度で回転しているときに速度指令が上昇した場合につい
て説明する。

同期モータ１０１が回転しているので、カウンタ１０８
ｇには、同期モータ１０１の回転開始直前にパルスコー
ダ１０２から位置コードがロードされ、同期モータ１０
１の回転に伴ない発生する回転パルスＰ１．Ｐ、を計数
しているから、カウンタ１０８ｇは常に同期モータ１０
１の界磁極の回転位置を表示していることになり、回転
パルスＰ、、Ｐ、　の周期は同期モータ１０１の速度に
比例するから、所定時間間隔におけるカウンタ１０８ｇ
の値の増分は同期モータ１０１の回転速度に対応する。

■先ず、同期モータ１０１を所望の回転速度Ｖｃで回転
せしめるべく、ＮＣ装置等の外部から速度指令ＶＣＭＤ
が入出カポ−）１０８ｄに入力し、バス１０８ｈを介し
プロセッサ１０８ａに伝えられる。

（巧プロセッサ１０８ａはカウンタ１０８ｇのカウント
値をバス１０８ｈを介し読取り、前回読取った伯との差
分を演算し、サンプリング間隔Ｔで割って、実速度Ｖａ
を演算する。この実速度検出の方法としては、別途回転
パルスｐ１．ｐ、　　の周期を計７１ＩＩす乞カウンタ
を設け、これをプロセ・ンサ１０８ａが読取って、実速
度Ｖａを演算してもよい。（実速度演算ステップ）。

■プロセッサ１０８ａは速度指令’Ｖｃと実速度Ｖａを
用いて次式の演算を行ない、振幅指令（実効値電流指令
）Ｉｒを求める。

Ｉ　ｒ　＝　Ｋ、　（Ｖｃ−Ｖａ）　＋　Ｋ、　、Ｘ、
　（Ｖｃ−Ｖａ）・・・・・・・（１７） （１７）式のＩｒは電機子電流の振幅に相当し、Ｉｒが
大となれば、大きなトルクが発生し、これにより同期モ
ータ１０１の実速度が指令速度にもたらされる６　（速
度ループ演算ステップ）。

■次にプロセッサ１０８ａはカウンタ１０８ｇのカウン
ト値θをバス１０８ｈを介し読取る。プロセッサ１０８
ａは、データメモリ１０８Ｃに格納されているカウント
値θ−５ｉｎθ、　５ｉｎ（θ＋２／（３π））変換テ
ーブルを検索し１回転角度θに対応するｓｉｎ　θ、　
５ｉｎ（θ＋２／（３π））のデジタル値を得る。（正
弦波発生ステップ）。

■プロセッサ１０８ａは、■の速度ループ演算ステップ
で求めた振幅指令Ｉｒと前述のｓｉｎ　θ、５ｉｎ（０
＋　２／（３π））のデジタル値とを乗算し、２相の電
流指令Ｉ、、Ｉ、を得る。

ＩＲ＝　Ｉ　ｒ　寺ｓｉｎθ Ｉ、＝Ｉｒ・５ｉｎ（θ＋２／３π） 次に、プロセッサ１０８ａは、？相の電流指令Ｉ８、■
、から次式により電流指令Ｉｒを得る。

■□　＝−ｉよ　−工。

＝Ｉｒ　　＠　５ｉｎ（θ　＋　４ンＣ３π））　　　
　−−・＝　　（１９）（電流指令演算ステップ）。

尚、＠のステップにおいて、変換テーブルとして、θ−
５ｉｎ　θ、　５ｉｎ（θ＋２／（３π））　　、　５
ｉｎ（θ＋４／（３π））の変換テーブルを用意してお
けば、第（１９）式の演算は不要である。

０次に、プロセッサ１０８ａは、検流器１１２Ｕ、１１
２Ｖ、１１２Ｗから得られた実相電流Ｉａｖ、Ｉａｗ、
ＩａｕがＡＤ変換器１０８ｆでデジタル化された各実電
流をバス１０８ｈを介し読取り、前述の３相の電流指令
Ｉ、、Ｉ、、Ｉ□　と実相電流Ｉａｖ　、Ｉａｗ、Ｉａ
ｕとの差分を演算し、所定の増幅係数Ｋを乗じて、デジ
タル値のインバータ駆動信号Ｕ、、Ｕ５．Ｕアを得る。

以上が電流ループ演算ステップである。

■次に、プロセッサ１０８ａは、前述の速度ループ演算
ステップで得た実速度Ｖａに係数ｋｆを乗じ、速度補償
出力ｖＣＯを得、前述のインバータ駆動信号Ｕ、、Ｕ５
．Ｕアから差引き、補償されたインバータ駆動信号Ｕ、
、、Ｕ５−．Ｕ工を得る。

これにより電流ループは、同期モータｌｏｔの実速度Ｖ
ａによる逆起電力によって生じるゲイン低下を防止出来
る。（電流ループ補償ステップ）。

Φ）更に、インバータ駆動信号Ｕ、、Ｕ５．Ｕアの大き
さが前述のインへ−夕の最大電圧Ｖを越えているかを検
出するため、プロセッサ１０８ａはデジタル比較する。

この比較によりインバータ駆動信号Ｕ　　、Ｕ　　、Ｕ
Ｔのいずれかが最大電圧を越５ えていれば、これに応じて前述の補正演算を行なう。例
えば、ＩＵＲｌ＞Ｖであれば、プロセッサ１０８ａは第
（１２）式を用いて、■のステップで得た電流指令ＩＦ
Ｉから補正量δＵＲを演算する。そして、第（１４）式
、（１６）式を用いてδＵ５　、δＵアを演算する。（
補正量演算ステップ）。

０次にプロセッサ１０８ａはインバータ駆動信号ＵＲ、
Ｕ、、Ｕアに対し、補正量を用いて第（１０）式、第（
１３）式、第（１５）式を演算し、補正インバータ駆動
信号Ｕ’ｇ、Ｕ’５．Ｕ等を演算する。（トルク補正ス
テップ）。

尚、このステップは、速度ループの一周期前の補正量δ
Ｕ８　、δＵ９．δＵ丁によって今周期の補正を行なっ
てもよい。

［株］更に、プロセッサ１０８ａはこの補正インバータ
駆動信号Ｕ’Ｒ、Ｕ’ｓ　、　Ｕ’７の値からパルス幅
変調指令ｔｕ、ｔｖ、ｔｗを作成する。即ち、補正イン
バータ駆動信号ｕ　Ｑ　　、　ｕ　１５．　ｕ　’、−
の値に応じたパルス幅の値を示すパルス幅変調指令ｔｕ
、ｔｖ、ｔｗを演算する。（パルス幅変調ステップ）■
プロセッサ１０８ａはこの指令ｔｕ、ｔｖ、ｔＷをバス
１０８ｈ、入出力ポート１０８ｅを介しタイマ回路１１
４へ送る。タイマ回路１１４ではこの指令ｔｕ、ｔｖ、
ｔｗからの所定時間幅のノくバス幅変調信号を出力し、
インバータ１１５の各トランジスタＱ、〜Ｑ６へ送り、
同期モータｌＯ１に３相電流を供給する。

ブロセ・ンサ１０８ａはサンプリング周期Ｔ毎に前述の
ステップ■〜■の電流ループの演算を、周期ｎＴ毎（ｎ
ｉｌ）にステップ■〜■の速度ループの演算動作をプロ
グラムメモリ°１０８ｂの制御プログラムに従って実行
し、同期モータ１０１を制御して、最終的に同期モータ
１０１を指令速度で回転せしめる。

ト述の実施例ては、速度ループ演算と電流ループ演算と
を同一のプロセッサ１０８ａで実行した例について説明
したが、速度ループ演算と電流ループ演算のため各々別
個のプロセッサを設けてもよい。

（発明の効果） 以上説明した様に、本発明によれば、実効値電流指令と
正弦波の乗算出力に基いてインバータを駆動して同期モ
ータに電流を印加するに際し、インバータ駆動信号がイ
ンバータの物理的飽和量を越えたことを検出して該イン
バータ駆動信号を補正しているので、インバータの飽和
量を越えたインバータ駆動信号か入力されることがない
から、周期モータへ印加される電流波形は常に正弦波を
呈しており、トルク効率の低下のおそれがなく又円滑な
回転も保証することができるという効果を奏する。又、
インバータへ与える最終段の出力によって波形歪が生じ
るか否かを予測しているので、検出精度が高く、それだ
けトルクを低減せしめることがないという効果も奏する
。更に、ｌ相のインバータ駆動信号が飽和量に達して補
正されても、他の相もこれにより補正されているので常
に３相の和は零に保たれて、これを外れることもないと
いう効果を奏する。

尚、本発明を−・実施例により説明したが１本発明はト
述の実施例に限定されることなく、本発明の主旨に従い
種々の変形が可能であり、これらを本発明の範囲から排
除するものではない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の対象とする同期モータ構成図第２図は
従来の方式の問題点を説明する図、第３図は本発明の原
理説明図、第４図は本発明の詳細な説明図、第５図は本
発明の一実施例プロ・ンク図を示す。 図中、１０１・・・回期モータ、１０２・・・パルスコ
ーダ、１０８・・・演算制御部、１１５・・・インへ−
タ特許出願人　ファナンク株式会社 代　　理　　人　弁理士　辻　　　　冨（外１名）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）同期モータの回転角度を検出する検出器と、該検
   出器から検出された回転角度に対応する正弦値を発生し
   実効値電流指令に該正弦値を乗算し、インバータ駆動信
   号を出力する制御回路と、制御回路のインバータ駆動信
   号により該同期モータの電機子巻線に電流指令値を与え
   るインバータとを有する同期モータの制御方式において
   、該制御回路が該インバータ駆動信号が該インバータの
   物理的飽和量を越えたことに応じて当該対応する相のイ
   ンバータ駆動信号を補正するとともに該補正された量に
   基いて他の相のインバータ駆動信号を補正することを特
   徴とする同期モータの制御方式（２）前記補正は前記各
   相のインバータ駆動信号による同期モータに流れる各相
   の電流の和が零となる様に行なわれることを特徴とする
   特許請求の範囲第（１）項記載の同期モータの制御方式
   。