JPS5917624B2 - 同期電動機の適応制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ｒｏ本発明は多相交流同期電動機の適応制御装置に関す
る。

多相交流同期電動機の適応制御装置については本願出願
人が昭和４９年２月２５田こ出願した昭和４９年特許願
第０２１４０３号「交流電動機の’５ 適応制御装置」
（以下先願という）において開示されている。

先願においては同期電動機と誘導電動機との相互対応を
考え、誘導電動機のすベー周波数ｆ見回期電動機の運転
角θｄとを対応させ、電源交ｊ０流電圧の位相角の時間
微分がその周波数ｆｌであり、電動機回転子角度位置θ
ａの時間微分がその速度ｆ２であることから誘導電動機
のすベー周波数ｆｓを制御する方法およびその制御装置
と類似の制御方法および類似の制御装置により同期電動
ｊ５機の運転角θｄを制御して、同期電動機によりフィ
ードバック制御を行なう制御装置を開示した。

しかしながら同期電動機は誘導電動機とは色々な点で異
なつているため、先願において開示した誘導電動機の制
御装置に類似する制限装置は、同ｊ０期電動機の制御装
置としては必ずしも最適のものとは言い得ない欠点があ
る。本発明の目的は上述の欠点を除き同期電動機の適応
制御装置として最適のものを得るに１ある。

ｊ５以下図面について詳細に説明する。

第１図は多相交流同期電動機の等価回路と、そのベクト
ル図を示す。Ｖ１、ｆ、はそれぞれ電源電圧、電源周波
りη数、は電機子電流、Ｌ，Ｒは電機子の実効インダク
タンスと実効抵抗、Ｖｄは磁極の回転により誘起される
電圧、θｄは運転角、θ１はＩとＶｄとの位相差角であ
る。

電動機の回転数は同期周波数に基準化した数値で表わす
こととし、これをＦ２とすると定常状態においてはＦ２
＝ｆ１である。

同期電動機のトルクＴは であり、ここにＫＴは比例常数である。

同期電動機のベクトル図には第１図Ｂ，ｃ，ｄ，ｅで示
す４種の場合が存在する。

ｂは左廻り回転で加速トルクを発生している場合、Ｃは
左廻り回転で制動トルクを発生している場合、ｄは右廻
り回転で加速トルクを発生している場合、ｅは右廻り回
転で制動トルクを発生している場合である。このいずれ
の場合においても回転方向と同一方向のθＤ，θ１を正
とし回転方向と逆方向のθＤ，θ１を負とすればであり
、したがつて となる。

ここにである。

同期電動機においてＶ１とＶｄとはそれぞれ別に調整す
ることができる。１，ｆ１が一定な場合、界磁電流を調
整してＶｄを変化し、同期電動機の運転特性を制御する
方法とその装置とは従来からよく知られており、ｆ１が
変化する場合においても本発明の装置と組み合せて目的
に応じた適応匍脚装置を設計することは本発明の装置を
理解した上では、この技術の分野の知識を有する者にと
つては容易であるので本発明の実施例の説明では回転数
Ｆ２に比例するＶｄをＶｄ＝Ｋｖｆ２−Ｋｖｆｌとして
表わすときＫが一定の場合に限ることとし、また説明の
便宜のための数値例としてＫｖ２πＬＩｍの如く設計し
とした場合について説明する。

ここにＩｍはあらかじめ定める一定の電流値で許容最大
値を考慮して定めるものとする。

またｆ１に関連して１をどのように制御するかは制御の
目的と電動機の仕様に関連して定めるべき問題である。

たとえば速度Ｆ２が小となるほどＴを大とし直流直巻電
動機に類似したトルク速度特性を得る目的に対してはＩ
を充分大となし得るような電動機の設計とし、Ｖ１をｆ
１に関係なく一定とし、したがつてＦ，が低下すればＩ
が増加するように制御すればよろしく、更にそのような
目的に対してはｆ１が低下してもＶｄが小さくならいよ
うＶｄ−ＫｖｆｌにおけるＫを制御することもできる。
この明細書では説明の便宜のため ▼ｌ▲ｌ晶▼晶ｖ乙−〜？ＧＶＪｌ愚−１♂′の式に従
つてＶ１を制御する場合について説明する。

式（３）のＶｄ，ｌにそれぞれ式（５）、式（６）を代
入ししたがつてＴ＝Ｏを与えるθｄの値θＤＯはであり
、またとなる。

Ｖ１を式（６）に従つて制御し、Ｖｄを式（５）の如く
設計することは説明の便宜のために設定した一つの数値
例であり、したがつて式（３Ｙ，式（７）、式（８）も
また説明のための一つの例であつて、本発明の装置がこ
の数値例に限定されるものでないことは申すまでもない
が、便宜のため以下の記述においては上述の数値例に限
定して説明を進める。

この分野の技術の知識を有する者にとつては上述の数値
例に対する説明を理解することによつてＶ１を他の数式
に従つて制御し、Ｖｄを他の設計とした場合にもこれに
応じて本発明の装置を設計することは容易であるから、
その説明は省略する。

以下この明細書で説明の便宜のため数値例を用いるとき
は（数値例）と記載する。式（４）からφを算出し、式
（４）、式（７）からφ−θＤＯとθＤＯを算出してグ
ラフに示すと第２図の如くなる。

式（７）、式（８）から理解できるようにθＤＯを中心
としてθｄを変化すればθｄの変化が小さな範囲におい
てはＴはＯを中心としてθｄの変化に比例して変化する
。この明細書ではθｄ−θＤＯを運転角偏移値と言い、
θＤＯを運転角中心値と言うことにする。フイードバツ
ク制御の制御動作信号によつて運転角偏移値を制御し、
運転角偏移値からの運転角の値を算出し、この値の運転
角を生ずるように電源交流電圧の位相を制御することが
発明の装置の原理である。フイードバツク制御における
指令位置をθＣ１制御量である現在位置をθａとすれば
位置誤差はθｃ−θａであり、一般の場合制御動作信号
は速度フイードバツクを含めてとするが、誤差に関連す
る他の数式により制御動作信号を定める場合もある〇こ
の明細書で「誤差に関連して定められる制御動作信号」
と言う場合はＥが式（９）により定められる場合、式（
９）においてＧ２＝Ｏの特別の場合、およびＥが速度フ
イードバツク以外の適宜なフイードバツク項を有する場
合を総称する。

Ｅによりθｄ−θＤＯを制御し、Ｔがθｄ−θ山に比例
する範囲で、その比例常数をＫｓとすればＰ〜−ー一ご
Ｓ−Ｃノ［−一Ｓ−１となる。

ここにＪは電動機とその負荷を含む回転系の総合慣性能
率、円ま摩擦係数であり、ｐは微分演算子を表わす。第
２図からも理解できるように２πＦｌＬ＞＞Ｒの領域で
はθＤＯ−０であり、運転角偏移値がすなわち運転角の
値となる。

微小な速度における運転は短い過渡的時間とし、電動機
を停止するか、いずれかの方向に加速するよう制御でき
ればフイードバツク制御の目的を達することができるの
で、そのような場合には運転角中心値を考慮することな
くフイードバツク制御の制御動作信号Ｅによつて運転角
を制御すればよい。この明細書では運転角中心値を考慮
した設計について説明するが、この発明の範囲には運転
角中心値を考慝しない設計を含むものであることは申す
までもなく、したがつて「運転角偏移値信号から得られ
る運転角の値と言う場合には運転角偏移値信号そのもの
を運転角の値とする場合をも含むものと理解すべきであ
る。運転角θｄは色々な条件によつて制限される。

その一つはＶｌ，Ｖｄの制御と関連してＩｍによる制限
である。たとえばＶｄ，Ｖｌがそれぞれ式（５）および
（６）に従つて変化する場合θｄ＝π／３（６０度）の
とき電機子電流１はＩ＝ｍとなり、θｄ〉π／３のとき
Ｉ＞ＩｍとなるのでＩｍがＩの許容し得る最大値の場合
θｄはπ／３以内に制限されねばならぬ。また従来一般
に用いられているインバータには電流シンク（Ｃｕｒｒ
ｅｎｔｓｉｎｋ，電流吸収装置）としての動作ができな
いものがあるので、このようなインバータを電源装置と
して用いる場合は第１図Ｃ，ｅのベクトル図に示す方向
の電流を避けるためθｄは常に正（電圧の相回転方向と
同方向）としなければならぬ。（すなわち制動トルクを
発生することはできない。）また最大トルクを与えるθ
ｄの値（θＴで表わす）は式（３ＹからθＴ＝φであり
、θＴの運転角で加速トルクを出している同期電動機の
外部負荷が何かの原因で増加し、そのため回転子の速度
が低下して運転角が更に増加すると出力加速トルクは逆
に減少し、回転子の速度は更に低下して不安定現象を起
す。

もしまた制動トルクを発生し得るような電源装置を用い
たと仮定すると最大制動トルクを与えるθｄの値（θＴ
−で表わす）はθＴ−＝φ−πであり、θＴ−の運転角
で制動トルクを出している同期電動機の外部負荷が何か
の原因で減少し、そのため回転子の速度が増加して運転
角が更に負方向に増加すると出力制動トルクは逆に減少
し、回転子の速度は更に増加して不安定現象を起す。

以上述べたことを考恵して運転角の値を制限する必要が
あるが運転角の値を制限するかわりに便宜上運転角偏移
値を制限してもよい。

この明細書では運転角偏移値信号を制限する実施例につ
いて説明するが「運転角偏移値信号制限装置」と言うと
きは運転角そのものを直接制限する「運転角制限装置」
を含むものと理解すべきである。第３図の斜線範囲はθ
ＤＯの値が第２図に示すものであるときＯく（θｄ−θ
ＤＯ）く晋に制限した場合のθｄの変化範囲を表わす。

第３図の例ではθｄ−θＤＯをｆ１に関係なく一定の値
に制限する場合を示しているが、運転角制限に関する各
種の条件を考慮して制限値をｆ１の関数とする場合もあ
る。

この明細書で「あらかじめ定められた制限値］と言うと
きは制限値を周波数の関数として定める場合をも含むも
のとする。またここで言う制限値とは一般の場合は上限
および下限の両方の制限値を意味するものとする。第４
図は本発明の美施例の一を示すプロツク回路図であつて
、受電端１２からの商用交流電源が整流器１４で整流さ
れ、インバータ１６で多相交流に変換されて同期電動機
１８を駆動する。同期電動機１８の瞬間角度位置θａは
その回転軸に歯車２２，２４で連結される角度位置検知
装置２６，２８によつて表示される。角度位置検知装置
２６，２８としては本実施例においてはいわゆる符号板
（Ｓｈａｆｔ−Ｄｉｇｉｔｉｚｅｒ）と称せられるもの
を用いることを想定し電動機に連結して駆動される負荷
の位置を２進コード（数値例）で出力するものとする。
θＡＯＭＳＢ（最高位の桁のビツト）はθｃ（７）ＭＳ
Ｂに対応し、θａの下位６ビツト程度（数値例）が電動
機の一回転以下の角度を表わすものとする。位相角発生
装置２００にはθｃとθａの入力からＥ−Ｇ１（θｃ−
θａ）−Ｇ２ｐＯａの計算を行なう制御動作信号発生装
置と、Ｅの値があらかじめ定められた制限値の上限と下
限との範囲内にあるときはＥをθｄ−θＤＯとし、Ｅの
値が制限値の上限より大なるときは制限値の上限をθｄ
−θＤＯとし、Ｅの値が制限値の下限より小なるときは
制限値の下限をθｄ−θＤＯとする運転角偏移値信号制
限装置と、θｄ−θＤＯの値から、あらかじめ記憶され
ている一θＤＯの値を減算してθｄの値を得て、θｐ＝
θａ＋θｄの演算を行なつて交流電源電圧の瞬間位相角
に対する目標値θｐを算出する位相角計算装置とを含む
。

またこの明細書で電源周波数制御装置と称する場合は第
４図における角度位置検出装置２６，２８、タイミング
パルス発生装置１００、位相角発生装置２００、周波数
発生装置３００および周波数制御装置３４を含む装置を
総称する。

周波数発生装置３００と周波数制御装置３４とは位相角
発生装置２００からの瞬間位相角の値θｐを入力して、
インバータ１６の発生する交流電源の周波数、相回転方
向が瞬間位相角θｐで指示された値になるよう制御する
もので従来公知の制御装置を用いることができる。電圧
信号発生装置３０は位相角発生装置２００から周波数信
号ｆ１を入力して式（６）の近似計算を行ない、周波数
ｆ１に対応する電圧信号Ｖ，を出力する。

電圧制御装置３２は電圧信号Ｖ１を入力して整流器１４
の電圧を制御し、インバータ１６の出力電圧がＶ１に相
当する電圧値になるよう制御する。

タイミングパルス発生装置１００は位相角発生装置２０
０、周波数発生装置３００、電圧信号発生装置３０に対
し必要なゲート信号、クロツクパルス等を供給する。タ
イミングパルス発生装置１００のプロツク回路図とその
出力波形を第５図に示す。

クロツクパルス発生器１１０は５２４，２８８Ｈｚ（数
値例）のクロツクパルスＰｃを発生し、カウンタ１１２
で１／１６（数値例）に分周して３２，７６８Ｈｚ（数
値例）のパルスＰ１を出力し、これを更にカウンタ１１
４で１／１，０２４（数値例）に分周してその最初の３
２，７６８Ｈｚの１周期Ｇ３２波形をアンドゲート１１
８から出力する。カウンタ１１２にはデコーダ１１６が
接続され、カウンタ１１２の０〜１５の１６種の計数位
相のうちＯ〜９の１０種（数値例）の計数位相をそれぞ
れＧ゜Ｏ〜Ｇ９のゲート波形として出力する。

波形図にはＧ２〜Ｇ９のゲート波形を省略してある。ア
ンドゲート１２０および１２２で波形Ｇ３２に含まれる
ゲート波形ＧＯおよびｇｌをとりだしてこれをそれぞれ
ゲート波形Ｇ３Ｏ−０，ｇ３０−１とする。第６図に位
相角発生装置２００のプロツク回路図を示す。

第６図の加算器（減算回路を含む）２１０、θａレジス
タ２１２，ｆ１レジスタ２１４，θｐレジスタ２１６，
Ｅレジスタ２１８およびθｄレジスタ２２０等は並列入
出力型のものとし、それぞれ必要なビツト数、たとえば
６ないし２４ビツト（数値例）数のビツトに対応する入
力端子および出力端子を有するものであるが、第６図で
は図面を簡単にするためそのうちの１ビツトの回路だけ
を示す。また加算器２１０および各レジスタに対するク
ロツクパルスの回路は示してない。加算器、レジスタ等
は電子計算器の分野においては極めてありふれた回路で
あるから第６図のごとく省略して表わしても容易に理解
できるであろう。ゲート波形Ｇ３２−１の時点でθａの
値がゲート２２８を経てθａレジスタ２１２に入る。こ
のθａの値はそれから約１／３２秒遅れたゲート波形Ｇ
３２−０の時点でゲート２５４を経てｆ１レジスタ２１
４へ入力される。次に来るゲート波形Ｇ３２−１の時点
で加算器２１０の被加数入力端子Ａにはゲート２４６を
経てθａの値が入力され、加数端子Ｂにはｆ１レジスタ
２１４の出力がゲート２３６を経て入力され、加算器２
１０の加減算切換信号入力端子Ｓｃにはゲート２３０，
２５８を経て減算信号が加えられ、加算器２１０の出力
端子Σはゲート２５６を経てｆ１レジスタ２１４の入力
端子に接続されているのでゲート波形Ｇ３２−１中のク
ロツクパルスによつてｆ１レジスタ２１４には現在のθ
ａの値から、１／３２秒前にθａレジスタ２１２へ入力
しておいてＧ３２−０でｆ１レジスタ２１４に入力した
θａの値を減じた数値が入る。この数値はＦ２に相当す
るものでｆ１＝Ｆ２であるからｆ１レジスタ２１４の内
容はゲート波形Ｇ３２−０の間とゲート波形Ｇ３２一１
の間とを除きｆ１を表わす。またｆ１の値は１／３２秒
に１回Ｇ３Ｏ−０とＧ３Ｏ−１のゲ゛一ト波形の間で更
新される。同様にＧＯのゲート波形でゲート２６２を経
てＥレジスタ２１８にθＣが入力され、Ｇ２のゲート波
形でＥレジスタ２１８の内容はθｃ−θａとなり、Ｇ３
のゲート波形でｆ１が減算されてＥ＝Ｇ１（θｃ−θａ
）−Ｇ２ｆｌとなる０Ｇ１とＧ２ｋの比を２ （ｋは整
数）に選べばｆ１レジスタ２１４の並列ビツトをｋ桁ず
らして加算するだけで常数乗算を行うことができる。

第６図の実施例ではこのようにして乗算回路を省略した
設計例を示してあるが、Ｇ，とＧ２の定数乗算を行なう
乗算回路を付加することもまた容易である。ｆ１レジス
タ２１４の内容とＥレジスタ２１８の内容は正または負
になる。

θａの増加方向を仮に左廻りにとればｆ１レジスタ２１
４の内容が負になることは右廻りの回転を意味し、その
場合はＥレジスタ２１８の内容の正負を反転する。すな
わちＥの正負をＦ，の方向によつて修正しＥを比較器２
２４によつて制限値と比較しＥが制限値以内にあるとき
はＧ４のゲート波形でＥをθｄ−θＤＯの値としてθｄ
レジスタ２２０に入力し、Ｅが制限値の上限θ より大
なるときはθ を、ＫｋＥが制限値の下限（第３図の数
値例ではＯ）より小なるときは下限の制限値をθｄ−θ
ＤＯの値としてＧ４のゲート波形でθｄレジスタ２２０
に入力する。

すなわち比較器２２４を含む回路によつて運転角偏移値
信号制限装置を構成しθｄ−θＤＯの値が制限値以内と
なる。制限値の下限がＯであり上限θ が２１（ｊはｋ
整数）の場合は比較器２２４の回路は極めて簡単なもの
になるし、然らざる場合においても比較器２２４の回路
にはありふれた回路を用いることができるので詳細の説
明を省略する。

符号２２２で示す論理回路はＦ，レジスタの出力を入力
として一θＤＯの値を出力する。

論理回路２２２は第２図のθＤＯとＦ，との関係を比較
的忠実に記憶している固定記憶装置（以下ＲＯＭと言う
）であつてもよく、あるいはこの関係を簡単化して旦Ｆ
，ｌ〉？ のとき一θＤＯ＝０，１ｆ１１く−２７ｒ．
１ｔ 一のとき一θＤＯ二π／２とする程度のもので０．あつ
てもよい。

Ｇ５ゲート波形でθｄレジスタ２２０の内容θｄ−θＤ
Ｏから一θＤＯを減算してθｄとする。

同時にθ レジスタ２１６にはゲート２６４を経ｐてθ
ａを入力する。

Ｇ６ゲート波形でθｐレジスタ２１６にθｄレジスタ２
２０の内容θｄが加えられθｐ＝θａ＋θｄとなる。

このθｐの値が交流電源電圧の瞬間位相角に対する目標
値である。３相交流（数値例）では更にゲート波形Ｇ７
とゲート波形Ｇ８のときＲＯＭ２２６から固定値２π／
３を加えθｐ＋２π／３とθｐ＋４π／３を出力するこ
とができる。

Ｆ，レジスタ２１４の内容が負のときは第１図のベクト
ルについて定めたとおりθｄの方向を逆にしθｐ＝θａ
−θｄとせねばならぬ。

したがつてゲート波形Ｇ６のときゲート２７１，２７３
，２５８を経て減算信号が与えられる。またその場合は
３相の相回転方向も逆になるのでゲート波形Ｇ７，ｇ８
のときも減算信号が入力され、θＰ，θｐ−２π／３，
θｐ−４π／３が順次出力されるＯ第３図の数値例で示
したようにθｄ−θＤＯの下限値をＯに制限するときは
制動トルクを発生し得ないので、たとえばＦＶ（４）の
ときＥ〈０となつたような場合はθｄ＝０とし発生トル
クを零にしてＦ，を減少してゆきＦ，を０とした上でｆ
１の負方向へ加速トルクを加えるような制御となる。

インバータ１６と周波数制御装置３４とを含む従来の可
変周波数交流電源装置には、発生しようとする交流周波
数の特定位相点（単数または複数）においてトリガパル
スを入力して発生交流の位相と周波数とを制御するよう
設計されたものがある。このような場合に適した周波数
発生装置３００のプロツク回路図を第７図に示す。第７
図の実施例では発生しようとする交流の一周期内にπ／
３（６０度）間隔に１本（数値例）のトリガパルスを出
力されるように設計されており、位相角発生装置２００
の出力線２７４からθＰ，θｐ＋２π／３，θｐ＋４π
／３を示す６ビツトの２進数（数値例）を入力し、ゲー
ト３６２，３６４，３６８によつてＯおよびπの位相を
選出し、更にゲート３７０ないし３８０によつて３相の
それぞれＯおよびπの位相に分離するものである。

周波数発生装置３００の他の設計例ではθＰ，θｐ＋２
π／３，θｐ＋４π／３を示すデジタル数を入力してＲ
ＯＭまたは論理回路を用いＳｌｎＯＰ，ｓｉｎ（θｐ＋
２π／３），Ｓｉｎ（θｐ＋４π／３）を示すデジタル
数に変換し、これを更にＤＡ変換して、発生しようとす
る交流電源電圧と同一周波数同一位相の交流電圧波形を
形成することができる。

最も簡単な場合、同期電動機を第８図に示すごとき矩形
波電圧で駆動することもでき、この場合はθｐからＳｌ
ｎＯｐを得る論理回路とＳｌｎＯｐをアナログ電圧に変
換するＤＡ変換回路は極めて簡単となり第９図に示すご
とき回路となる。すなわち位相角発生装置２００の出力
線２７４から′まθｐを表わすビツトのうちπを表わす
１ビツトだけをゲート３１０，３１２，３１４を経て出
力すれば第９図の波形図に示すパルス波形となりこれが
第８図の電圧波形に相当する。第４図に示す電圧可変の
整流器１４とその電圧制御装置３２、周波数可変のイン
バータ１６とその周波数制御装置３４にはそれぞれ従来
から公知の装置を使うことができるので説明を省略する
。

また電圧信号発生装置３０については先願において詳細
に説明してあるのでここでは説明を省略する。以上の説
明によつて、第４図に示す制御装置を用い同期電動機１
８を駆動して電動機に連結された負荷の位置θａを指令
位置θＣに追従させるフイードバツク制御装置を構成し
得ることが理解できるであらう。

次に微少速度における精密な制御と電動機停止角度位置
の精密な制御を必要とする場合はＳｉｎＯｐ，ｓｉｎ（
θｐ＋２π／３），Ｓｉｎ（θｐ＋４π／３）に精密に
比例する電流を同期電動機の各相巻線に流すことが必要
である。

従来公知のインバータ装置においては低い周波数におい
て位相角θｐが与えられたときＳｌｎＯｐに精密に比例
する瞬間電圧値を有する交流電圧を発生することは困難
であつた。

本発明の周波数発生装置３００を用いるときは第１０図
の如く構成することによつて極めて低い周波数において
もＳｉｎＯｐ，ｓｌｎ（θｐ＋２π／３），Ｓｌｎ（θ
ｐ＋４π／３）にそれぞれ精密に比例する電圧を発生す
ることができる。第１０図においては第４図におけるイ
ンバータ１６を省略し、３組の整流器１４Ｕ，１４Ｖ，
１４Ｗの出力をそれぞれ同期電動機１８の各相巻線に与
える。３組の整流器１４Ｕ，１４，１４Ｗはそれぞれ電
圧制御装置３２Ｕ，３２，３２Ｗによつて制御されて可
変直流電圧を発生し、その可変範囲は電圧の正負両側に
わたるものとする。

第１０図において第４図と同一の符号で表わしたものは
同一の装置である。また説明を要しない装置は省略して
ある。位相角発生装置２００の出力線２７４からθＰ，
θｐ＋２π／３，θｐ＋４π／３を表わす２進デジタル
数がＲＯＭ３３Ｏに入力され、ＲＯＭ３３ＯからＳｌｎ
Ｏｐ，ｓｉｎ（θｐ＋２π／３），Ｓｉｎ（θｐ＋４π
／３）を表わす２進デジタル数が出力され、そのうちＳ
ｉｎＯｐを表わす信号はゲート３４１−３４６を経て電
圧制御装置３２Ｕに、Ｓｌｎ（θｐ＋２π／３）を表わ
す信号はゲート３５１−３５６を経て電圧制御装置３２
Ｖに、Ｓｌｎ（θｐ＋４π／３）を表わす信号はゲート
３６１−３６６を経て電圧制御装置３２Ｗにそれぞれ入
力される。他方、電圧信号発生装置３０からの電圧信号
１はそれぞれの電圧制御装置３２Ｕ，３２Ｖ，３２Ｗに
与えられていて、整流器１４Ｕ，１４Ｖ，１４Ｗの発生
電圧はそれぞれ１ｓｉｎ０ｐ，１ｓｉｎ（θｐ＋２７Ｃ
／３），１Ｓ１ｎ（θｐ＋４π／３）に制御される。

第１０図においてＲＯＭ３３Ｏの入力を極度にに簡単に
して第９図の実施例の如くπを表わす１ビツトだけとし
、したがつてＲＯＭ３３Ｏの出力を正負を表わす１ビツ
トだけとし、整流器１４Ｕ，１４Ｖ，１４Ｗの出力電圧
はこのビツトの存否によつて極性が切換えられるだけの
制御としても第１０図の構成で作動することは申すまで
もなく、この場合はｆ１が比較的大きな領域においても
整流器１４Ｕ，１４，１４Ｗの動作をこの制御に従わせ
ることができる。もしまた第１０図の受電端１２に加へ
る電源が商用交流電源（５０Ｈｚ，６０Ｈｚ）でなく、
充分に高い周波数の電源である場合はｆ１が比較的大き
な領域においても整流器の発生電圧をＳｌｎｆｐに精密
に比例するよう制御することが容易となる。

本発明に関する上述の説明は位置制御について行なつた
が、位置の時間に関する微分値が速度であることから、
速度制御は位置制御と等価であると見做すことができる
。したがつてこの明細書において「位置制御］と言うと
きは速度制御をも含むものと理解すべきである。すなわ
ち速度Ｆｃが指令されるときは第４図または第１０図の
構成にＦｃを時間積分してθＣを算出する積分装置を付
加すればθａ＝θＣの如く制御されＦ２＝Ｆｃとなる。
また本発明の適応制御装置をプログラム制御に用いるこ
とも容易である。

０ｃの値の時間に対する関係をプログラムしてこれをＲ
ＯＭに入力しておき、第４図または第１０図の構成にこ
のＲＯＭとその読み出し装置とを付加すればθＣは自動
的に読み出されθａ＝θＣの制脚が行なわれ、θａの時
間に対する関係があらかじめプログラムされたとおりに
なる。

以上の説明によつて明らかなように本発明によつて同期
電動機の精功なフイードバツク制御およびプログラム制
御の目的に使用することのできる適応制御装置が得られ
る。

また本発明の精神から逸脱することなく種々の変形が考
えられることは申すまでもない。

【図面の簡単な説明】

第１図は多相交流同期電動機の等価回路図とそのベクル
図、第２図は同期電動機の運転角中心値と周波数との関
係の一例を示すグラフ、第３図は同期電動機の運転角制
限値の一例を示すグラフ、第４図は本発明の実施例の一
を示すプロツク回路図、第５図は第４図に示す装置に用
いられるタイミングパルス発生装置１００のプロツク回
路図とその出力波形図、第６図は第４図に示す装置に用
いられる位相角発生装置２００のプロツク回路図、第７
図は第４図に示す装置に用いられる周波数発生装置３０
０の一実施例を示すプロツク回路図、第８図は３相交流
電圧の波形の一例を示す波形図、第９図は周波数発生装
置３００の他の一実施例を示すプロツク回路図とその出
力波形図、第１０図は本発明の実施例の一を示すプロツ
ク回路図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 可変周波数の多相交流を発生する電源装置と、前記
   電源装置から電力を供給される同期電動機と、前記電源
   装置の周波数および相回転方向を制御する電源周波数制
   御装置とを有し、前記同期電動機の速度を制御して位置
   制御を行なうフィードバック制御装置において、前記電
   源周波数制御装置は誤差に関連して定められる制御動作
   信号を発生する制御動作信号発生装置と、前記制御動作
   信号があらかじめ定められた制限値の上限と下限との範
   囲内にあるときは前記制御動作信号を運転角偏移値信号
   として出力し、前記制御動作信号が前記制限値の上限よ
   り大なるときは前記制限値の上限を、前記制御動作信号
   が前記制限値の下限より小なるときは前記制限値の下限
   をそれぞれ前記運転角偏移値信号として出力する運転角
   偏移値信号制限装置と、前記電動機の瞬間角度位置を検
   知する角度位置検知装置と、前記検知された瞬間角度位
   置に前記運転角偏移値信号から得られる運転角の値を加
   算して交流電圧の瞬間位相角信号を合成する位相角計算
   装置とを備えたことを特徴とする同期電動機の適応制御
   装置。 ２ 可変周波数の多相交流を発生する前記電源装置は前
   記多相交流の各相にそれぞれ１組の整流器を有し、前記
   電源周波数制御装置はさらに前記瞬間位相角信号に対応
   する瞬間振幅信号を前記多相交流の各相について発生す
   る装置を有し、前記各相の整流器の出力電圧の大きさお
   よびその極性の瞬間値は前記多相交流の各相についての
   それぞれの前記瞬間振幅信号によつて制御されることを
   特徴とする特許請求の範囲の１に記載の同期電動機の適
   応制御装置。