JPH0295017A - 非線形量子化装置 - Google Patents
非線形量子化装置Info
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- JPH0295017A JPH0295017A JP63248103A JP24810388A JPH0295017A JP H0295017 A JPH0295017 A JP H0295017A JP 63248103 A JP63248103 A JP 63248103A JP 24810388 A JP24810388 A JP 24810388A JP H0295017 A JPH0295017 A JP H0295017A
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- quantization
- signal
- nonlinear
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、アナログ信号を非線形量子化によってデジタ
ル信号に変換する非線□形量子化装置に関するものであ
る。
ル信号に変換する非線□形量子化装置に関するものであ
る。
従来の技術
アナログ信号をデジタル信号に変換するには線形量子化
によって行われることが通常であったが、デジタルデー
タの量を減少させるために構成が簡単で安価な非線形量
子化が行われるようになった。
によって行われることが通常であったが、デジタルデー
タの量を減少させるために構成が簡単で安価な非線形量
子化が行われるようになった。
第２図はこの従来の非線形量子化装置のブロック図を示
す。以上のように構成された従来の非線形量子化装置に
おいては、量子化セグメントと量子化レベルからなる量
子化ビット数が減少すると共に量子化セグメント区間内
の量子化のレベル数も少なくとられることになり、量子
化雑音の最小単位の量子化ステップの大きさが大きくな
っていく。
す。以上のように構成された従来の非線形量子化装置に
おいては、量子化セグメントと量子化レベルからなる量
子化ビット数が減少すると共に量子化セグメント区間内
の量子化のレベル数も少なくとられることになり、量子
化雑音の最小単位の量子化ステップの大きさが大きくな
っていく。
発明が解決しようとする課題
しかしながら前記のような構成では、今まで例えば１６
ビツトの線形量子化されていたのが量子化の区間を示す
セグメントとその区間内でのレベルを表すビットにそれ
ぞれ４ビツトと１２ビツトとかに振り分けられるために
量子化誤差である雑音が大きくなって再生信号のクォリ
ティが犠牲にされてしまうという問題点を有していた。
ビツトの線形量子化されていたのが量子化の区間を示す
セグメントとその区間内でのレベルを表すビットにそれ
ぞれ４ビツトと１２ビツトとかに振り分けられるために
量子化誤差である雑音が大きくなって再生信号のクォリ
ティが犠牲にされてしまうという問題点を有していた。
本発明はかかる点に鑑み、非線形量子化の方式をとりな
がらも量子化雑音を減らしクォリティを向上する非線形
量子化装置を提供することを目的とする。
がらも量子化雑音を減らしクォリティを向上する非線形
量子化装置を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
本発明は、上記問題点を解決するために、非線形量子化
された量子化セグメントと量子化レベルを基に非線形デ
コードを行い、そのデコードされた信号と入力された信
号の差を検出し、次に非線形量子化器の入力に加算して
量子化雑音を減少するようにしたものである。
された量子化セグメントと量子化レベルを基に非線形デ
コードを行い、そのデコードされた信号と入力された信
号の差を検出し、次に非線形量子化器の入力に加算して
量子化雑音を減少するようにしたものである。
作 用
本発明は前記した構成により、量子化雑音のフィードバ
ックを行わない非線形量子化のみのものに比べて量子化
雑音を減少することができ、信号対量子化雑音すなわち
Ｓ／Ｎ比が向上することにより、再生信号のクォリティ
を高めることができる。
ックを行わない非線形量子化のみのものに比べて量子化
雑音を減少することができ、信号対量子化雑音すなわち
Ｓ／Ｎ比が向上することにより、再生信号のクォリティ
を高めることができる。
実施例
以下、本発明の非線形量子化装置の実施例を図面を参照
しながら説明する。
しながら説明する。
第１図は本発明の一実施例における非線形量子化装置の
ブロック図を示すものである。第１図において、１は入
力されるアナログ信号、２は遅延器からの出力信号１２
とアナログ入力信号１との加算器、３は加算器２からの
出力信号、４は加算器２からの出力信号３をデジタルに
変換する非線形量子化器、５は非線形量子化器４から出
力される量子化の区間を示す量子化セグメント信号、６
は非線形量子化器４から出力される量子化レベルを示す
量子化レベル信号、７は量子化セグメント信号５と量子
化レベル信号６からデコードを行ないサンプリング周波
数の１／２を力・ソトオフ周波数とするローパスフィル
タを含んだ非線形デコーダ、８は非線形デコーダ７から
の出力、９は非線形デコーダ７からの出力信号８と加算
器２からの出力信号３との差分をとる量子化雑音検出器
、１０は量子化雑音検出器９からの出力信号、１１は量
子化雑音検出器９からの出力信号１０を非線形量子化器
４にてサンプリングされる時間の１サンプル時間だけ遅
延させる遅延器。１２は遅延器１１からの遅延出力信号
。第３図は、アナログ／デジタル変換での信号及び雑音
のスペクトルの概略を表す図である。アナログ／デジタ
ル変換は、連続的なアナログ信号を離散的なデジタル信
号に変換するため必然的に誤差を生じる。この誤差を、
一般に量子化雑音と呼んでいる。またデジタル／アナロ
グ変換により元の原信号を復調するには、サンプリング
定理により原信号の周波数スペクトルの２倍以上にてサ
ンプリングを行なえば良いことが知られている。第３図
（ａ）は、原信号をサンプリング周波数ｆ、、にてサン
プリングした時のスペクトルを表していて、ｆ５毎に原
信号のサンプリングに伴う折返し雑音が現れる。量子化
雑音は、アナログ／デジタル変換器の分解能によって決
まる一定値のレベルで現れる。従って復調時に原信号を
取り出すにはサンプリング周波数の１／２であるナイキ
スト周波数より高い周波数成分を除去しておかねばなら
ない。ローパスフィルタ後の、復調時には原信号のスペ
クトルと共に直流からナイキスト周波数までの間に量子
化雑音が分布していることになる。第３図（ｂ）は、本
発明のフィードバックループを構成した時のスペクトル
分布を示す。フィードバックループ内の遅延器によって
フィードバック信号の位相が遅れるため、ある周波数帯
域ではネガティブフィートノく・ツク、ほかの周波数帯
域ではポジティブフィードパ・ツクとなり、量子化雑音
が減少する帯域と増加する帯域が交互に表れることを示
している。第４図は、量子化ビットＮ＝６ビツトのスロ
ットの中に量子化セグメントＳ＝３ビットと量子化レベ
ルＲ＝３ビ−ソトニ割り当てられた場合の、スロ・ソト
構成と入力と出力の量子化セグメントと量子化レベルの
構成を示す図である。ここでセグメントとレベルが共に
３ビツトであることは、各８段階の階調しか有しないこ
とであり、入力される信号はまず８段階のどのレベルの
大きさのなかに入るかを表すセグメントが区分けされ、
次にそのセグメント内の８段階のレベルのどの階調に最
も近いかを表すレベルに区分けられる。その値が、量子
化セグメント及び量子化レベルとして各３ビツトで構成
された１つのサンプルのデータとなる。第５図は第１図
のブロック図を記号で表したもので、５３は１サンプリ
ング周期だけの遅延を表す遅延器、５１は信号の加算器
、５２は信号の減算器を表す。またＸ（ｎ）＋ Ｙ
（ｎ）、Ｕ （ｎ）、Ｑ （ｎ）、Ｒ（ｎ）は、信号を
サンプリング周期に同期して変化する時系列信号と扱っ
ている。Ｑ （ｎ）が、ここでは量子化雑音を示してい
る。Ｇは増幅器を表し、Ｇ＝１であれば正相にてゲイン
１の出力を行い、Ｇ＝−１であれば逆相にてゲイン１に
て出力することを意味する。ここではネガティブフィー
ドバック状態を考えてＧ−−１の場合について取り扱う
。
ブロック図を示すものである。第１図において、１は入
力されるアナログ信号、２は遅延器からの出力信号１２
とアナログ入力信号１との加算器、３は加算器２からの
出力信号、４は加算器２からの出力信号３をデジタルに
変換する非線形量子化器、５は非線形量子化器４から出
力される量子化の区間を示す量子化セグメント信号、６
は非線形量子化器４から出力される量子化レベルを示す
量子化レベル信号、７は量子化セグメント信号５と量子
化レベル信号６からデコードを行ないサンプリング周波
数の１／２を力・ソトオフ周波数とするローパスフィル
タを含んだ非線形デコーダ、８は非線形デコーダ７から
の出力、９は非線形デコーダ７からの出力信号８と加算
器２からの出力信号３との差分をとる量子化雑音検出器
、１０は量子化雑音検出器９からの出力信号、１１は量
子化雑音検出器９からの出力信号１０を非線形量子化器
４にてサンプリングされる時間の１サンプル時間だけ遅
延させる遅延器。１２は遅延器１１からの遅延出力信号
。第３図は、アナログ／デジタル変換での信号及び雑音
のスペクトルの概略を表す図である。アナログ／デジタ
ル変換は、連続的なアナログ信号を離散的なデジタル信
号に変換するため必然的に誤差を生じる。この誤差を、
一般に量子化雑音と呼んでいる。またデジタル／アナロ
グ変換により元の原信号を復調するには、サンプリング
定理により原信号の周波数スペクトルの２倍以上にてサ
ンプリングを行なえば良いことが知られている。第３図
（ａ）は、原信号をサンプリング周波数ｆ、、にてサン
プリングした時のスペクトルを表していて、ｆ５毎に原
信号のサンプリングに伴う折返し雑音が現れる。量子化
雑音は、アナログ／デジタル変換器の分解能によって決
まる一定値のレベルで現れる。従って復調時に原信号を
取り出すにはサンプリング周波数の１／２であるナイキ
スト周波数より高い周波数成分を除去しておかねばなら
ない。ローパスフィルタ後の、復調時には原信号のスペ
クトルと共に直流からナイキスト周波数までの間に量子
化雑音が分布していることになる。第３図（ｂ）は、本
発明のフィードバックループを構成した時のスペクトル
分布を示す。フィードバックループ内の遅延器によって
フィードバック信号の位相が遅れるため、ある周波数帯
域ではネガティブフィートノく・ツク、ほかの周波数帯
域ではポジティブフィードパ・ツクとなり、量子化雑音
が減少する帯域と増加する帯域が交互に表れることを示
している。第４図は、量子化ビットＮ＝６ビツトのスロ
ットの中に量子化セグメントＳ＝３ビットと量子化レベ
ルＲ＝３ビ−ソトニ割り当てられた場合の、スロ・ソト
構成と入力と出力の量子化セグメントと量子化レベルの
構成を示す図である。ここでセグメントとレベルが共に
３ビツトであることは、各８段階の階調しか有しないこ
とであり、入力される信号はまず８段階のどのレベルの
大きさのなかに入るかを表すセグメントが区分けされ、
次にそのセグメント内の８段階のレベルのどの階調に最
も近いかを表すレベルに区分けられる。その値が、量子
化セグメント及び量子化レベルとして各３ビツトで構成
された１つのサンプルのデータとなる。第５図は第１図
のブロック図を記号で表したもので、５３は１サンプリ
ング周期だけの遅延を表す遅延器、５１は信号の加算器
、５２は信号の減算器を表す。またＸ（ｎ）＋ Ｙ
（ｎ）、Ｕ （ｎ）、Ｑ （ｎ）、Ｒ（ｎ）は、信号を
サンプリング周期に同期して変化する時系列信号と扱っ
ている。Ｑ （ｎ）が、ここでは量子化雑音を示してい
る。Ｇは増幅器を表し、Ｇ＝１であれば正相にてゲイン
１の出力を行い、Ｇ＝−１であれば逆相にてゲイン１に
て出力することを意味する。ここではネガティブフィー
ドバック状態を考えてＧ−−１の場合について取り扱う
。
即ち量子化雑音Ｑ （ｎ）は、入力Ｘ （ｎ）と非線形
デコーダの出力Ｙ（ｎ）との誤差であるから、Ｑ （ｎ
） ＝Ｕ （ｎ） −Ｙ （ｎ）あるいは Ｙ （ｎ） ＝Ｕ （ｎ） ＋Ｑ （ｎ）但しＮ ｎ
＝（Ｌ Ｌ ２． ・・・と表わせる。量子化雑
音Ｑ （ｎ）は、遅延器Ｚ−１によって１サンプリング
時間遅らされ位相が反転された後、Ｘ（ｎ）と加算され
非線形量子化器の入力に入る。すなわち、非線形量子化
器の入力は、Ｕ （ｎ） ＝Ｘ （ｎ） −Ｑ （ｎ
−１）と表せる。上両式よりＵ（ｎ）を消去してＹ（ｎ
）を求めると、 Ｙ （ｎ） ＝Ｘ （ｎ） ＋ （Ｑ （ｎ） −Ｑ
（ｎ−１））と表され、ここで遅延器による量子化雑音
をフィードバックしなければ、 Ｙ （ｎ） ＝Ｘ （ｎ） 十〇 （ｎ）となり、従来
の場合の非線形量子化器の状態を表す。
デコーダの出力Ｙ（ｎ）との誤差であるから、Ｑ （ｎ
） ＝Ｕ （ｎ） −Ｙ （ｎ）あるいは Ｙ （ｎ） ＝Ｕ （ｎ） ＋Ｑ （ｎ）但しＮ ｎ
＝（Ｌ Ｌ ２． ・・・と表わせる。量子化雑
音Ｑ （ｎ）は、遅延器Ｚ−１によって１サンプリング
時間遅らされ位相が反転された後、Ｘ（ｎ）と加算され
非線形量子化器の入力に入る。すなわち、非線形量子化
器の入力は、Ｕ （ｎ） ＝Ｘ （ｎ） −Ｑ （ｎ
−１）と表せる。上両式よりＵ（ｎ）を消去してＹ（ｎ
）を求めると、 Ｙ （ｎ） ＝Ｘ （ｎ） ＋ （Ｑ （ｎ） −Ｑ
（ｎ−１））と表され、ここで遅延器による量子化雑音
をフィードバックしなければ、 Ｙ （ｎ） ＝Ｘ （ｎ） 十〇 （ｎ）となり、従来
の場合の非線形量子化器の状態を表す。
この量子化雑音成分の（Ｑ （ｎ） −Ｑ （ｎ −１
） ）の意味は、現在の量子化雑音がら１サンプリング
時間前の量子化雑音を減算していて、これは微分の演算
を意味している。また、遅延器を複素数関数で表現して
Ｚ−’＝ｅ−ノーＴ ｗ＝２πｆ１ ｊ２＝−１、Ｔ
＝１／ｆｓとし、この量子化雑音成分は。
） ）の意味は、現在の量子化雑音がら１サンプリング
時間前の量子化雑音を減算していて、これは微分の演算
を意味している。また、遅延器を複素数関数で表現して
Ｚ−’＝ｅ−ノーＴ ｗ＝２πｆ１ ｊ２＝−１、Ｔ
＝１／ｆｓとし、この量子化雑音成分は。
Ｑ （ｎ） Ｘ （１−Ｚ−’）
＝Ｑ （ｎ） Ｘ （１−ｅｉ２ｙｒｒ／ｒＱとも表せ
れて、周波数ｆを０に近づけるとｅ−８＝１であるので
、オーディオ周波数帯域の様な低域成分の量子化雑音は
、Ｏに近づいていく。ここでＷは角周波数、ｆＳはサン
プリング周波数、Ｔは遅延器の遅延時間、πは３．１４
を示す。また、ゲイン周波数特性を求めると、 Ｇ （ｆ） ＝２Ｘ Ｉ Ｓ ｉｎ （πｆ／ｆｓ）と
なる。ここで１１は、絶対値をとること意味し、（ｆ）
は周波数の関数であることを意味する。量子化雑音Ｑ
（ｎ）がホワイトノイズならば、従来の量子化雑音のパ
ワースペクトル密度は、周波数に依らない一定値γ０で
、本発明の量子化雑音のパワースペクトル密度γ（ｆ）
は、上式より、γ（ｆ）＝ ｌ Ｇ （ｆ）＋２Ｘγθ
＝４ （Ｓｉｎ （πｆ／ｆｓ））２Ｘ７ｅとなる。こ
の雑音成分は非線形デコーダ内にあるローパスフィルタ
によって減衰し、直流からローパスフィルタのカットオ
フ周波数ｆｃの間の残留雑音電力ＮＱ’は、 ＮＱ′＝ｆ「Ｏ１ｌγ（ｆ）ｄｆ である。ここで１．ｌ’ｆｃＯｄｆは、周波数ｆの関数
を０から周波数ｆｃまでを積分することを意味する。
れて、周波数ｆを０に近づけるとｅ−８＝１であるので
、オーディオ周波数帯域の様な低域成分の量子化雑音は
、Ｏに近づいていく。ここでＷは角周波数、ｆＳはサン
プリング周波数、Ｔは遅延器の遅延時間、πは３．１４
を示す。また、ゲイン周波数特性を求めると、 Ｇ （ｆ） ＝２Ｘ Ｉ Ｓ ｉｎ （πｆ／ｆｓ）と
なる。ここで１１は、絶対値をとること意味し、（ｆ）
は周波数の関数であることを意味する。量子化雑音Ｑ
（ｎ）がホワイトノイズならば、従来の量子化雑音のパ
ワースペクトル密度は、周波数に依らない一定値γ０で
、本発明の量子化雑音のパワースペクトル密度γ（ｆ）
は、上式より、γ（ｆ）＝ ｌ Ｇ （ｆ）＋２Ｘγθ
＝４ （Ｓｉｎ （πｆ／ｆｓ））２Ｘ７ｅとなる。こ
の雑音成分は非線形デコーダ内にあるローパスフィルタ
によって減衰し、直流からローパスフィルタのカットオ
フ周波数ｆｃの間の残留雑音電力ＮＱ’は、 ＮＱ′＝ｆ「Ｏ１ｌγ（ｆ）ｄｆ である。ここで１．ｌ’ｆｃＯｄｆは、周波数ｆの関数
を０から周波数ｆｃまでを積分することを意味する。
従って、πｆ＜＜ｆｓならば
Ｓ ｉ ｎ Ｃｙｒ ｆ／ ｆｓ） ’＝ｙｒ ｆ／
ｆｓと近似でき、量子化雑音のパワースペクトル密度は
、 ７ （ｆ）４４ （πｆ／ｆｓ）２Ｘγ＋＋と表せ
る。従って直流からローパスフィルタのカットオフ周波
数ｆｃの間の残留雑音電力は、ＮＱ’ ＝Ｊ ”９４
（πｆ／ ｆｓ） ２ｄ ｆ＝４π２７ｅｆｃ３／３１
’ｓ２ となる。第６図は、この上式で示される量子化雑音の周
波数スペクトルを示したものであり、第６図の斜線に示
された部分のＮＱ’はカットオフ周波数ｆｃのローパス
フィルタ後の量子化雑音電力を表したものである。
ｆｓと近似でき、量子化雑音のパワースペクトル密度は
、 ７ （ｆ）４４ （πｆ／ｆｓ）２Ｘγ＋＋と表せ
る。従って直流からローパスフィルタのカットオフ周波
数ｆｃの間の残留雑音電力は、ＮＱ’ ＝Ｊ ”９４
（πｆ／ ｆｓ） ２ｄ ｆ＝４π２７ｅｆｃ３／３１
’ｓ２ となる。第６図は、この上式で示される量子化雑音の周
波数スペクトルを示したものであり、第６図の斜線に示
された部分のＮＱ’はカットオフ周波数ｆｃのローパス
フィルタ後の量子化雑音電力を表したものである。
以上のようにこの実施例によれば、原信号のスペクトル
分布より高い周波数でサンプリングすると共に量子化雑
音を遅延器を介してフィードバックを設けることにより
、非直線デコーダのローパスフィルタのカットオフ周波
数ｆｃ以下の原信号帯域に含まれる量子化雑音電力を減
じることができ発明の詳細 な説明したように、本発明によれば、本非線形量子化装
置によって原信号はそのままで量子化雑音を激減するこ
とができ、非線形量子化が量子化ビット数が少ないにも
かかわらずＳ／Ｎ比の向上とクォリティの向上に多大な
効果がもたらせれる利点を有することができ、その実用
的効果は大きい。
分布より高い周波数でサンプリングすると共に量子化雑
音を遅延器を介してフィードバックを設けることにより
、非直線デコーダのローパスフィルタのカットオフ周波
数ｆｃ以下の原信号帯域に含まれる量子化雑音電力を減
じることができ発明の詳細 な説明したように、本発明によれば、本非線形量子化装
置によって原信号はそのままで量子化雑音を激減するこ
とができ、非線形量子化が量子化ビット数が少ないにも
かかわらずＳ／Ｎ比の向上とクォリティの向上に多大な
効果がもたらせれる利点を有することができ、その実用
的効果は大きい。
第１図は本発明の第１の実施例における非線形量子化装
置のブロック図、第２図は従来の非線形量子化器のブロ
ック図、第３図（ａ）は従来のアナログ／デジタル変換
での信号及び雑音のスペクトル図、第３図（ｂ）は本発
明のアナログ／デジタル変換での信号及び雑音のスペク
トル図、第４図は量子化ビットＮ＝６ビツト、量子化セ
グメントＳ＝３ビット、量子化レベルＲ＝３ビットの場
合の構成図、第５図は第１図のブロック図を記号で表記
した回路図、第６図は量子化雑音の周波数スペクトル図
である。 １・・・入力されるアナログ信号、２・・・加算器、３
・・・加算器２からの出力信号、４・・・非線形量子化
器、５・・・非線形量子化器４からの量子化セグメント
出力信号、６・・・非線形量子化器４からの量子化レベ
ル出力信号、７・・・非線形デコーダ、８・・・非線形
デコーダ７からの出力信号、９・・・量子化雑音検出器
、１０・・・量子化雑音検出器９からの出力信号、１１
・・・遅延器、１２・・・遅延器１１からの出力信号で
ある。
置のブロック図、第２図は従来の非線形量子化器のブロ
ック図、第３図（ａ）は従来のアナログ／デジタル変換
での信号及び雑音のスペクトル図、第３図（ｂ）は本発
明のアナログ／デジタル変換での信号及び雑音のスペク
トル図、第４図は量子化ビットＮ＝６ビツト、量子化セ
グメントＳ＝３ビット、量子化レベルＲ＝３ビットの場
合の構成図、第５図は第１図のブロック図を記号で表記
した回路図、第６図は量子化雑音の周波数スペクトル図
である。 １・・・入力されるアナログ信号、２・・・加算器、３
・・・加算器２からの出力信号、４・・・非線形量子化
器、５・・・非線形量子化器４からの量子化セグメント
出力信号、６・・・非線形量子化器４からの量子化レベ
ル出力信号、７・・・非線形デコーダ、８・・・非線形
デコーダ７からの出力信号、９・・・量子化雑音検出器
、１０・・・量子化雑音検出器９からの出力信号、１１
・・・遅延器、１２・・・遅延器１１からの出力信号で
ある。
Claims (1)
- アナログ入力と遅延器からの出力を加算する手段と、加
算器からの出力を量子化セグメントと量子化レベルに変
換する非線形量子化する手段と、量子化セグメントと量
子化レベルから非線形量子化しローパスフィルタを通し
て元の信号にデコードする手段と、デコードされた信号
と加算器からの出力信号を減算する量子化雑音検出手段
とを有し、前記遅延器が前記量子化雑音検出手段の出力
を遅延することを特徴とする非線形量子化装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63248103A JPH0295017A (ja) | 1988-09-30 | 1988-09-30 | 非線形量子化装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63248103A JPH0295017A (ja) | 1988-09-30 | 1988-09-30 | 非線形量子化装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0295017A true JPH0295017A (ja) | 1990-04-05 |
Family
ID=17173267
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63248103A Pending JPH0295017A (ja) | 1988-09-30 | 1988-09-30 | 非線形量子化装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0295017A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003029315A (ja) * | 2001-07-16 | 2003-01-29 | Sony Corp | 撮像装置に用いられる制御装置および方法 |
| JP2011066619A (ja) * | 2009-09-16 | 2011-03-31 | Fujitsu Ltd | Ａｄ変換器 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59223032A (ja) * | 1983-06-01 | 1984-12-14 | Sony Corp | ディジタル信号伝送装置 |
| JPS61203719A (ja) * | 1985-03-07 | 1986-09-09 | Pioneer Electronic Corp | 信号処理回路 |
| JPS6313520A (ja) * | 1986-07-04 | 1988-01-20 | Sony Corp | Ａｄ変換回路 |
-
1988
- 1988-09-30 JP JP63248103A patent/JPH0295017A/ja active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS59223032A (ja) * | 1983-06-01 | 1984-12-14 | Sony Corp | ディジタル信号伝送装置 |
| JPS61203719A (ja) * | 1985-03-07 | 1986-09-09 | Pioneer Electronic Corp | 信号処理回路 |
| JPS6313520A (ja) * | 1986-07-04 | 1988-01-20 | Sony Corp | Ａｄ変換回路 |
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|---|---|---|---|---|
| JP2003029315A (ja) * | 2001-07-16 | 2003-01-29 | Sony Corp | 撮像装置に用いられる制御装置および方法 |
| JP2011066619A (ja) * | 2009-09-16 | 2011-03-31 | Fujitsu Ltd | Ａｄ変換器 |
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