JPS5922414A - 自動利得制御回路 - Google Patents
自動利得制御回路Info
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- JPS5922414A JPS5922414A JP13121982A JP13121982A JPS5922414A JP S5922414 A JPS5922414 A JP S5922414A JP 13121982 A JP13121982 A JP 13121982A JP 13121982 A JP13121982 A JP 13121982A JP S5922414 A JPS5922414 A JP S5922414A
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- voltage
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- agc
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3005—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in amplifiers suitable for low-frequencies, e.g. audio amplifiers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、一般の電子機器例えばカラーテレビジョン受
像櫟器の映像中間周波増幅（以下ＰＩＦ）、回路へ自動
列１ｑ制ｎ（以下ＡＧＣと言う。）を加えるためへ〇〇
電圧を検出するものであって、特にそのＡＧＣ時定数に
係る充放電特性を改善した自動列ＬＪ ｌｌＩ制御回路
に開する。
像櫟器の映像中間周波増幅（以下ＰＩＦ）、回路へ自動
列１ｑ制ｎ（以下ＡＧＣと言う。）を加えるためへ〇〇
電圧を検出するものであって、特にそのＡＧＣ時定数に
係る充放電特性を改善した自動列ＬＪ ｌｌＩ制御回路
に開する。
一般にカラーテレビジョン受像機においては、アンテナ
に誘起される入力信号に強弱があると、映像検波出力も
同様に変動して画面のコントラストが変化するので、受
（Ｉｔ ＩＪＩの利Ｉ！ｙを制御し常時一定の映像検波
出力を得るためにΔＧＧ回路を設けて上記変動を補償し
ている。
に誘起される入力信号に強弱があると、映像検波出力も
同様に変動して画面のコントラストが変化するので、受
（Ｉｔ ＩＪＩの利Ｉ！ｙを制御し常時一定の映像検波
出力を得るためにΔＧＧ回路を設けて上記変動を補償し
ている。
このＡＧＣ手段としては、検出制！１Ｉ７１！圧が大き
いこと、外来ノイズの影響を受けにくいこと、受信信号
の変化に対し高速で追従しくｑること等が必要であり、
一般的にはピーク値形ΔＧＧ、平均値形ＡＧＣ，及びキ
ード形ＡＧＣが周知である。
いこと、外来ノイズの影響を受けにくいこと、受信信号
の変化に対し高速で追従しくｑること等が必要であり、
一般的にはピーク値形ΔＧＧ、平均値形ＡＧＣ，及びキ
ード形ＡＧＣが周知である。
ピーク値形ＡＧＣは、送信側において、テレビジョン高
周波信号の同期信号部分を画面の明暗とは無間係に常時
一定の振幅で送出して来るのを利用し、この同期信号の
振幅変化を検出してへ〇〇電圧とするものである。
周波信号の同期信号部分を画面の明暗とは無間係に常時
一定の振幅で送出して来るのを利用し、この同期信号の
振幅変化を検出してへ〇〇電圧とするものである。
この方式は、検波出力電圧が大きく且つ画像の明暗によ
つ’Ｕ Ａ Ｇ Ｃ電圧が変化しない特徴を有するが、
同期信号と同等以上の振幅を有するノイズが印加すると
ＡＧＣ７［ｆ圧が変化する欠点があるた、− め、通常ノイズフィルタをその前後に介在づる必要があ
る。
つ’Ｕ Ａ Ｇ Ｃ電圧が変化しない特徴を有するが、
同期信号と同等以上の振幅を有するノイズが印加すると
ＡＧＣ７［ｆ圧が変化する欠点があるた、− め、通常ノイズフィルタをその前後に介在づる必要があ
る。
又、平均値形ＡＧＣは、信号の映像部分が画面の平均の
明るさによって振幅が違うため、映像信号の平均値レベ
ルＡＧＣの基準電圧として用いるものである。更に、キ
ード形ＡＧＣは、所定期間に抽出したキーイングパルス
を利用してカラーテレビジョン信号の中から同期信号部
分を抜き出し、この同期レベルに応じた検波電圧をＡＧ
Ｃ−Ｗ準電圧として使用するものである。従って、映像
信号期間に混入した雑音は、ＡＧＣ検波電圧と無関係と
なり雑音に影響されることが少ない。
明るさによって振幅が違うため、映像信号の平均値レベ
ルＡＧＣの基準電圧として用いるものである。更に、キ
ード形ＡＧＣは、所定期間に抽出したキーイングパルス
を利用してカラーテレビジョン信号の中から同期信号部
分を抜き出し、この同期レベルに応じた検波電圧をＡＧ
Ｃ−Ｗ準電圧として使用するものである。従って、映像
信号期間に混入した雑音は、ＡＧＣ検波電圧と無関係と
なり雑音に影響されることが少ない。
上記各ＡＧＣ方式のうちピーク値形方式とキード形方式
が一般的であり、具体的には第１図に示す構成が知られ
ている。これは、映像信号■１を増幅回路１で増幅した
後検波回路２にて検波し、その検波用）ＪＶＯを比較検
出回路３に入ツノする一方、制御用基準バイアス回路４
からの基準電圧Ｖｒもこの比較検出回路３に入ツノし、
ここで両者を比較した出力がＡＧＣ電圧ＶＡＧＣとして
前記増幅回路１に入力される。又、比較検出回路３には
放電抵抗Ｒと外部容量Ｃの時定数回路を付設し、この時
定数により充放電特性を決定する。つまり、放電時の時
定数を水平同期パルスの幅部下に）！！び、水平同期パ
ルスが加わる期間に前記外部容量Ｃを充電する。そして
、放電時の時定数は水平同期より大きりｊ■定すること
により、検波出力Ｖｏはほぼ映像信号中の同期信号のレ
ベル変動に追従するＡＢＣ電圧ＶＡＱＣとなる。検波回
路２で検波された電圧波形は第２図（ａ ）となり一定
の充放電出力として得られる。これが比較検出ツノ回路
３にて基準電圧Ｖｒと比較され、ＡＧ（［圧Ｖ八ＧＣ（
第２図ｂ）を得る。
が一般的であり、具体的には第１図に示す構成が知られ
ている。これは、映像信号■１を増幅回路１で増幅した
後検波回路２にて検波し、その検波用）ＪＶＯを比較検
出回路３に入ツノする一方、制御用基準バイアス回路４
からの基準電圧Ｖｒもこの比較検出回路３に入ツノし、
ここで両者を比較した出力がＡＧＣ電圧ＶＡＧＣとして
前記増幅回路１に入力される。又、比較検出回路３には
放電抵抗Ｒと外部容量Ｃの時定数回路を付設し、この時
定数により充放電特性を決定する。つまり、放電時の時
定数を水平同期パルスの幅部下に）！！び、水平同期パ
ルスが加わる期間に前記外部容量Ｃを充電する。そして
、放電時の時定数は水平同期より大きりｊ■定すること
により、検波出力Ｖｏはほぼ映像信号中の同期信号のレ
ベル変動に追従するＡＢＣ電圧ＶＡＱＣとなる。検波回
路２で検波された電圧波形は第２図（ａ ）となり一定
の充放電出力として得られる。これが比較検出ツノ回路
３にて基準電圧Ｖｒと比較され、ＡＧ（［圧Ｖ八ＧＣ（
第２図ｂ）を得る。
このように、ビータ値形ＡＧＣ方式では、同期信号をへ
ＧＣ？ｉ圧を発生ずるための規準にしているため、同期
信号のパルス性によって検波出力■０は充電時及び放電
時の初期く過渡期）にいわゆるサグ（Ｓａσ）を生じる
場合がある。
ＧＣ？ｉ圧を発生ずるための規準にしているため、同期
信号のパルス性によって検波出力■０は充電時及び放電
時の初期く過渡期）にいわゆるサグ（Ｓａσ）を生じる
場合がある。
即ち、第２図は垂直帰線期間における等化パルス期間と
垂直同期パルス期間の境界部の１水平周期に形成される
ＡＧＣ電圧を示１もので、この期間に検波回路２から出
力される検波用ツノ■０は００４Ｈの等化パルス（期へ
間Ａ）で充電され、続くスリット期間Ｂに放電され、さ
らに垂直同期パルス０．４６１−ｆ（期間Ｄ）が加わる
ことによって充電され、続くスリン］・期間（Ｅ）に放
電する波形となる。この充放電の初期にａ−１，ａ−２
・、ａ−３，ａ−４に示す如きサグを生ずる。ただし、
各波形は時定数回路を接続した状態における検波電圧波
形である。このサグは、発生量が大きいとＡＧＣ電圧Ｖ
ＡＣ，Ｃの変動が大きく同期不安定や輝度傾斜を引き起
すことになるほか、発生量が小さくても放送局の送信状
況や、ゴースト等の外乱による電波状況等のチェックＩ
ｂ補正には極めて有害であるが、有効的な抑圧軽減ｔＩ
置が取れないという問題があった。
垂直同期パルス期間の境界部の１水平周期に形成される
ＡＧＣ電圧を示１もので、この期間に検波回路２から出
力される検波用ツノ■０は００４Ｈの等化パルス（期へ
間Ａ）で充電され、続くスリット期間Ｂに放電され、さ
らに垂直同期パルス０．４６１−ｆ（期間Ｄ）が加わる
ことによって充電され、続くスリン］・期間（Ｅ）に放
電する波形となる。この充放電の初期にａ−１，ａ−２
・、ａ−３，ａ−４に示す如きサグを生ずる。ただし、
各波形は時定数回路を接続した状態における検波電圧波
形である。このサグは、発生量が大きいとＡＧＣ電圧Ｖ
ＡＣ，Ｃの変動が大きく同期不安定や輝度傾斜を引き起
すことになるほか、発生量が小さくても放送局の送信状
況や、ゴースト等の外乱による電波状況等のチェックＩ
ｂ補正には極めて有害であるが、有効的な抑圧軽減ｔＩ
置が取れないという問題があった。
このサグをなくすためには、充電時定数も放電時定数も
長い方が好ましいが、同期信号の期間は映像信号期間よ
り短いため結局充電時は短く放電時は長くする方法が最
大の１ｑ策であった。
長い方が好ましいが、同期信号の期間は映像信号期間よ
り短いため結局充電時は短く放電時は長くする方法が最
大の１ｑ策であった。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、ピーク値形
ＡＧＣ方式によりＡＧＣ７１に圧を検出する場合に、そ
のＡＧＣ電圧に不要なりグが重畳しないようにして輝度
にむらのない映像を得るようにした自動利得制御回路を
提供することを目的とする。、畳 〔発明の概要〕 本発明は、入ノコ信号を増幅・検出し、その検波出力を
ｔヒ較検出回路１３に入力して、前記検波出力を同期信
号レベルに応じた基準電圧Ｖｒと比較するとき、特定期
間に限定発生されたコントロールパルスによって強制的
０！！択的）に前記検波口ノｊを入力しないようにする
。そして、前記比較検出回路１３の出力であるＡＧＣ７
［ｆ圧は検波用）ｊが入力されないようにされた時点の
検波出力を時定数回路を介して得るようにしたものであ
る。このように検波出力の入力を遮断することによりサ
グの発生要因を断つことができる。
ＡＧＣ方式によりＡＧＣ７１に圧を検出する場合に、そ
のＡＧＣ電圧に不要なりグが重畳しないようにして輝度
にむらのない映像を得るようにした自動利得制御回路を
提供することを目的とする。、畳 〔発明の概要〕 本発明は、入ノコ信号を増幅・検出し、その検波出力を
ｔヒ較検出回路１３に入力して、前記検波出力を同期信
号レベルに応じた基準電圧Ｖｒと比較するとき、特定期
間に限定発生されたコントロールパルスによって強制的
０！！択的）に前記検波口ノｊを入力しないようにする
。そして、前記比較検出回路１３の出力であるＡＧＣ７
［ｆ圧は検波用）ｊが入力されないようにされた時点の
検波出力を時定数回路を介して得るようにしたものであ
る。このように検波出力の入力を遮断することによりサ
グの発生要因を断つことができる。
以下、本発明を第３図の図面に基づきその実施例を説明
する。
する。
第３図は本実施例のブロック図であり、第４図は具体的
回路図である。入ノｊ信号■１は、前°段層幅回路１１
に入力し、ここで増幅された出力を検波回路１２に入力
して検波した後この検波出力■０を次段へ導出する一方
、この検波出力■０を比較検出回路１３に入力する。
回路図である。入ノｊ信号■１は、前°段層幅回路１１
に入力し、ここで増幅された出力を検波回路１２に入力
して検波した後この検波出力■０を次段へ導出する一方
、この検波出力■０を比較検出回路１３に入力する。
又、制御基準バイアス回路１４の出ノＪ、即ち同期信号
レベルに応じた電圧が設定される基準電圧■ｒも上記比
較検出回路１３に入力しである。
レベルに応じた電圧が設定される基準電圧■ｒも上記比
較検出回路１３に入力しである。
又、比較検出回路１３の出力はＡＧＣ電圧形成回路１５
に入ノコしてあり、このＡＧＯ電圧形成回路１５には、
放電抵抗１６と充電容ｊ１１７の並列回路で構成した時
定数回路１８を付設しである。
に入ノコしてあり、このＡＧＯ電圧形成回路１５には、
放電抵抗１６と充電容ｊ１１７の並列回路で構成した時
定数回路１８を付設しである。
前記比較検出回路１３は、コンミ−ロールパルスＶＣに
より制御されるもので、これにより所定期間比較検出出
力を停止する。このコン１−ロールパルスＶＣは例えば
サグが発生したときの同期信号を遅延して例えば−水平
期間にパルスを呈するように得ることができる。
より制御されるもので、これにより所定期間比較検出出
力を停止する。このコン１−ロールパルスＶＣは例えば
サグが発生したときの同期信号を遅延して例えば−水平
期間にパルスを呈するように得ることができる。
この比較検出回路１３の具体的構成は、ｌＴ４図に示さ
れる。第４図において、比較検出回路１３は、検波用ノ
ＪＶＯがベースに入力される第１トランジスタ２１と、
この第１１−ランジスタと差動的対をなす第２トランジ
スタ２２のベースに前記検波出力■０より高い成る直流
電圧設定（ｉＩＩＶｏ−１−ＶＦを供給する電圧バイア
ス２３を対接地間に設け、これら第１．第２１−ランジ
スタ２１，２２に電流源２４を切換選択して供給するだ
めの第３．第４トランジスタ２５，２６を各コレクタ・
エミツタ路が直列となるように接続し、前記第３１−ラ
ンジスタ２５のベースには電圧源Ｖｐを対接地間に付設
するとともに第４トランジスタ２６のベースにコントロ
ールパルス７０人力するように憫成し、更に、第１．第
３トラシジスタのエミッタ間にカソードを接続した第１
ダイオード２７と、第２゜第４トランジスタのエミッタ
・コレクタ間にカソードを接続した第２ダイＡ−ド２８
と、各ダイオード２７．２８のアノードと対電源端子２
９間に電流源３０を介装したものである。
れる。第４図において、比較検出回路１３は、検波用ノ
ＪＶＯがベースに入力される第１トランジスタ２１と、
この第１１−ランジスタと差動的対をなす第２トランジ
スタ２２のベースに前記検波出力■０より高い成る直流
電圧設定（ｉＩＩＶｏ−１−ＶＦを供給する電圧バイア
ス２３を対接地間に設け、これら第１．第２１−ランジ
スタ２１，２２に電流源２４を切換選択して供給するだ
めの第３．第４トランジスタ２５，２６を各コレクタ・
エミツタ路が直列となるように接続し、前記第３１−ラ
ンジスタ２５のベースには電圧源Ｖｐを対接地間に付設
するとともに第４トランジスタ２６のベースにコントロ
ールパルス７０人力するように憫成し、更に、第１．第
３トラシジスタのエミッタ間にカソードを接続した第１
ダイオード２７と、第２゜第４トランジスタのエミッタ
・コレクタ間にカソードを接続した第２ダイＡ−ド２８
と、各ダイオード２７．２８のアノードと対電源端子２
９間に電流源３０を介装したものである。
続いて両ダイオード２７．２８のアノードにベースを接
続したｖ１衝トランジスタ３１のエミッタ側に電流源３
２を挿入し、次段のＡＧＣ７ｒＡ圧形成回路１５に前記
比較検出回路１３の出）ｊを導出する。このＡＧＣ電圧
形成回路１５は差動対をなす第５トランジスタ３３及び
第６トランジスタ３４と、第５１−ランジスタ３３のコ
レクタ側に接続された負荷抵抗３５．及び出ツノ端子３
６間に介装したダイオード３７．共通エミッタ側の電流
源３８゜そして前記出力端子３６と接地との間に設けた
時定数回路１８とから構成される。また、第６１〜ラン
ジスタ３４のベースには制御用基準バイアス１４から前
記基準電圧Ｖ ｒが印加される・本発明の主要手段たる
コン１−ロールパルスＶＯはこの場合、前記第４トラン
ジスタ２６のベースに印加するものである。
続したｖ１衝トランジスタ３１のエミッタ側に電流源３
２を挿入し、次段のＡＧＣ７ｒＡ圧形成回路１５に前記
比較検出回路１３の出）ｊを導出する。このＡＧＣ電圧
形成回路１５は差動対をなす第５トランジスタ３３及び
第６トランジスタ３４と、第５１−ランジスタ３３のコ
レクタ側に接続された負荷抵抗３５．及び出ツノ端子３
６間に介装したダイオード３７．共通エミッタ側の電流
源３８゜そして前記出力端子３６と接地との間に設けた
時定数回路１８とから構成される。また、第６１〜ラン
ジスタ３４のベースには制御用基準バイアス１４から前
記基準電圧Ｖ ｒが印加される・本発明の主要手段たる
コン１−ロールパルスＶＯはこの場合、前記第４トラン
ジスタ２６のベースに印加するものである。
上記回路において、先ずコンｌ〜ロールノ＜）レスＶＣ
がないとき、即ち、コン１〜ロールパルスＶｃｈｉ切ｔ
！ｊｉ ３！！択のための基準電圧ＶＤＪ：り小の０寺
、第３トランジスタ２５が導通するため、検波用ノＪＶ
Ｏがそのまま第１トランジスタ２１．ダイアｊ −１：
２７を介して緩衝Ｉ・ランジスタ３′１のベース１こυ
（給される。またコンｌ−ロールパルスＶＣ＞基Ｉ■雷
電圧ｐの時（コントロールパルスがある時ＨｃＬ、第２
トランジスタ２２のベース設定電圧ＶＯ＋ＶＦが前記検
波出力ＶＯに重畳して緩衝ｉ〜シランス３１に供給され
る。したがって、コン１ヘロールノヘルス■０がある時
は検波比〕ｊＶｏは充放電の過渡期のサグが除去された
修正検被出力となる。
がないとき、即ち、コン１〜ロールパルスＶｃｈｉ切ｔ
！ｊｉ ３！！択のための基準電圧ＶＤＪ：り小の０寺
、第３トランジスタ２５が導通するため、検波用ノＪＶ
Ｏがそのまま第１トランジスタ２１．ダイアｊ −１：
２７を介して緩衝Ｉ・ランジスタ３′１のベース１こυ
（給される。またコンｌ−ロールパルスＶＣ＞基Ｉ■雷
電圧ｐの時（コントロールパルスがある時ＨｃＬ、第２
トランジスタ２２のベース設定電圧ＶＯ＋ＶＦが前記検
波出力ＶＯに重畳して緩衝ｉ〜シランス３１に供給され
る。したがって、コン１ヘロールノヘルス■０がある時
は検波比〕ｊＶｏは充放電の過渡期のサグが除去された
修正検被出力となる。
第５図（ａ ）はこのときの検波電圧波形を示し、第５
図（Ｃ）のコン］・ロールパルスＶＣがな０時は第２図
（ａ ）に示すサグａ−１，ａ −２ｈ＜発生ずるが、
コントロールパルス■０を加えると次の垂直同期パルス
期間りの充電初期に現われる１、ｔずのサグａ−３は設
定電圧Ｖｏ−１−ＶＦによって整形されてしまう。次の
期間ＥにおいてもＶグミ −４は消されてしまう。
図（Ｃ）のコン］・ロールパルスＶＣがな０時は第２図
（ａ ）に示すサグａ−１，ａ −２ｈ＜発生ずるが、
コントロールパルス■０を加えると次の垂直同期パルス
期間りの充電初期に現われる１、ｔずのサグａ−３は設
定電圧Ｖｏ−１−ＶＦによって整形されてしまう。次の
期間ＥにおいてもＶグミ −４は消されてしまう。
次段の第５及び第６１−ランジスタ３３，３４では、パ
ノノした前記修正検波用ツノ（第５図ａ）と基準電圧Ｖ
ｒどを比較し、その比較結果がＶｏ （又はＶＯ＋Ｖ
Ｆ ）＞Ｖｒの時に第５１−ランジスタ３３、ダイオー
ド３７を介して時定数回路１８．の充電容ｆｉ１７にΔ
ＧＣ電圧ＶＡＧＣを充電づ゛る（期間Ａ）。この充電電
圧は検波出力Ｖｏ （又はＶＯ十ＶＦ）が反転する期
間Ｂの初期にダイオード３７がオフし°Ｃ長い時定数で
放電する。そして、コントロールパルスＶｃが加えられ
た時は、ＶＣ＝Ｖｌｌ ＋ＶＦ ＞Ｖｌｌ テｃｔ５Ｖ
）、Ｖｃ＜Ｖｐ（７）ときの検波出力■０に対してＶｏ
＋ＶＦ ＞Ｖｒとなり（１−ランジスタ３３がＶ ｏ
＋Ｖ Ｆを夕゛イオード３７のアノードに導出するのみ
）ダイオード３７のオフを維持づ゛る。したがって、充
電容ｆｆｉ １ ＶにチＶ−ジされている電圧は放電抵
抗１６を介してさらに放電されるので、コン１〜ロール
パルスＶＯが出ている間はＡＧＣ検出動作は停止される
ことになる。
ノノした前記修正検波用ツノ（第５図ａ）と基準電圧Ｖ
ｒどを比較し、その比較結果がＶｏ （又はＶＯ＋Ｖ
Ｆ ）＞Ｖｒの時に第５１−ランジスタ３３、ダイオー
ド３７を介して時定数回路１８．の充電容ｆｉ１７にΔ
ＧＣ電圧ＶＡＧＣを充電づ゛る（期間Ａ）。この充電電
圧は検波出力Ｖｏ （又はＶＯ十ＶＦ）が反転する期
間Ｂの初期にダイオード３７がオフし°Ｃ長い時定数で
放電する。そして、コントロールパルスＶｃが加えられ
た時は、ＶＣ＝Ｖｌｌ ＋ＶＦ ＞Ｖｌｌ テｃｔ５Ｖ
）、Ｖｃ＜Ｖｐ（７）ときの検波出力■０に対してＶｏ
＋ＶＦ ＞Ｖｒとなり（１−ランジスタ３３がＶ ｏ
＋Ｖ Ｆを夕゛イオード３７のアノードに導出するのみ
）ダイオード３７のオフを維持づ゛る。したがって、充
電容ｆｆｉ １ ＶにチＶ−ジされている電圧は放電抵
抗１６を介してさらに放電されるので、コン１〜ロール
パルスＶＯが出ている間はＡＧＣ検出動作は停止される
ことになる。
この結果、第５図（ｂ’）に示すＡＧＣ電圧波形はＶｃ
＜Ｖａ）の時のコンデン１す１７に蓄積された充電電圧
を抵抗１６を通して放電し、充電波形す−１と放電波形
Ｉ）−２が連続した波形となる。これによって、Ａ Ｇ
’Ｃ電圧ＶＡＧＣに生り゛る前記サグによる変動をな
くし、輝度傾斜を少なくするようなＡＧＣ電圧ＶＡＧＣ
を１りることができる。
＜Ｖａ）の時のコンデン１す１７に蓄積された充電電圧
を抵抗１６を通して放電し、充電波形す−１と放電波形
Ｉ）−２が連続した波形となる。これによって、Ａ Ｇ
’Ｃ電圧ＶＡＧＣに生り゛る前記サグによる変動をな
くし、輝度傾斜を少なくするようなＡＧＣ電圧ＶＡＧＣ
を１りることができる。
以上述べたように本発明によれば、期間を特定して発生
させたコントロールパルスにより所定期間だｔプへＧＣ
電圧の形成を停止するようにしであるから、停止以前の
ＡＧＣ電圧を保持してサグの一除去が可能となり、ＡＧ
Ｃ電圧の充放電特性を平坦化できる効果がある。故に同
期安定やｌ１ｗ度傾１ミ１を確実に補ＩＲできるという
効果がある。
させたコントロールパルスにより所定期間だｔプへＧＣ
電圧の形成を停止するようにしであるから、停止以前の
ＡＧＣ電圧を保持してサグの一除去が可能となり、ＡＧ
Ｃ電圧の充放電特性を平坦化できる効果がある。故に同
期安定やｌ１ｗ度傾１ミ１を確実に補ＩＲできるという
効果がある。
第１図は従来のへＧＣ回路を示すブロック図、ｊｌ’！
２図は第１図の動作波形を示す波形図、第３図は本発明
の実施例に係るＡ Ｇ 、Ｃ回路のブロック図、第４図
は第３図の具体的回路図、第５図（ａ ）は検波出力波
形を示す波形図、１５図（ｂ）はＡＧＣ電圧を示す波形
図、第５図（０）はコントロールパルス電圧波形を示す
波形図である。 １１・・・前段増幅回路、１２・・・検波回路、１３・
・・比較検出回路、１４・・・制御用基準バイアス回路
、１５・・・ＡＧＯ電圧形成回路、１８・・・時定数回
路（１６・・・抵抗、１７・・・コンデンサ）、２１．
’２．２゜２５．２６．３１．３３．３４・・・］・ラ
ンジスタ、２７．２８．４７・・・ダイオード、Ｖ ｒ
・・・基準電圧、ＶＯ・・・検波用ノｊ、ＶＯ＋ＶＦ・
・・検波出力に対する設定電圧、ＶＣ・・・コントロー
ル電圧、Ｖｐ・・・ボントロ−ルミ圧に対る基Ｉ＄雷電
圧
２図は第１図の動作波形を示す波形図、第３図は本発明
の実施例に係るＡ Ｇ 、Ｃ回路のブロック図、第４図
は第３図の具体的回路図、第５図（ａ ）は検波出力波
形を示す波形図、１５図（ｂ）はＡＧＣ電圧を示す波形
図、第５図（０）はコントロールパルス電圧波形を示す
波形図である。 １１・・・前段増幅回路、１２・・・検波回路、１３・
・・比較検出回路、１４・・・制御用基準バイアス回路
、１５・・・ＡＧＯ電圧形成回路、１８・・・時定数回
路（１６・・・抵抗、１７・・・コンデンサ）、２１．
’２．２゜２５．２６．３１．３３．３４・・・］・ラ
ンジスタ、２７．２８．４７・・・ダイオード、Ｖ ｒ
・・・基準電圧、ＶＯ・・・検波用ノｊ、ＶＯ＋ＶＦ・
・・検波出力に対する設定電圧、ＶＣ・・・コントロー
ル電圧、Ｖｐ・・・ボントロ−ルミ圧に対る基Ｉ＄雷電
圧
Claims (1)
- 映像増幅回路と、この出力を検波する検波回路と、この
検波回路の出力を入力し予め設定した同期信号レベルに
応する基準電圧と比較し前記映像増幅回路の利得を制御
するＡＧＣ電圧を形成する比較検出回路と、期間を特定
して発生させたコントロールパルスによって前記検出回
路の比較の対象を前記検波出力の替わりに別途設定した
設定電圧に切換える切換手段と、前記比較検出回路の後
段に設けられ切換えた時点以前のＡＧＣ？！！圧を保持
する時定数回路とを具備してなる自動列１９制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13121982A JPS5922414A (ja) | 1982-07-29 | 1982-07-29 | 自動利得制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13121982A JPS5922414A (ja) | 1982-07-29 | 1982-07-29 | 自動利得制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5922414A true JPS5922414A (ja) | 1984-02-04 |
Family
ID=15052814
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13121982A Pending JPS5922414A (ja) | 1982-07-29 | 1982-07-29 | 自動利得制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5922414A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61242111A (ja) * | 1985-04-16 | 1986-10-28 | フィリップス エレクトロニクス ネムローゼ フェンノートシャップ | スイツチング段 |
| JPH0282713A (ja) * | 1988-09-19 | 1990-03-23 | Fujitsu Ltd | スイッチング補助回路 |
-
1982
- 1982-07-29 JP JP13121982A patent/JPS5922414A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61242111A (ja) * | 1985-04-16 | 1986-10-28 | フィリップス エレクトロニクス ネムローゼ フェンノートシャップ | スイツチング段 |
| JPH0282713A (ja) * | 1988-09-19 | 1990-03-23 | Fujitsu Ltd | スイッチング補助回路 |
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