JPS5922433A - 温度補償用回路 - Google Patents
温度補償用回路Info
- Publication number
- JPS5922433A JPS5922433A JP57131242A JP13124282A JPS5922433A JP S5922433 A JPS5922433 A JP S5922433A JP 57131242 A JP57131242 A JP 57131242A JP 13124282 A JP13124282 A JP 13124282A JP S5922433 A JPS5922433 A JP S5922433A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- circuit
- voltage
- resistor
- temperature compensation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/26—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback
- H03K3/28—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback
- H03K3/281—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator
- H03K3/282—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator astable
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/26—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback
- H03K3/28—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback
- H03K3/281—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator
- H03K3/282—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator astable
- H03K3/2821—Emitters connected to one another by using a capacitor
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC
- G05F1/462—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC as a function of the requirements of the load, e.g. delay, temperature, specific voltage/current characteristic
- G05F1/463—Sources providing an output which depends on temperature
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is DC
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S323/00—Electricity: power supply or regulation systems
- Y10S323/907—Temperature compensation of semiconductor
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
し発明の技術分野〕
本発明は、例えばエミッタ結合形弁安定マルチバイブレ
ータ等の、トランジスタ回路の温度ドリフトを補償する
温度補償用バイアス回路に関する。
ータ等の、トランジスタ回路の温度ドリフトを補償する
温度補償用バイアス回路に関する。
し発明の技術的背景とその問題点〕
一般に、トランジスタ回路の動作特性は、周囲温度の変
化に伴ない変動してしまう。従来より、この温度ドリフ
ト（二よる動作特性の変動を防ぐために、何らかの温度
補償手段をトランジスタ回路（ｍｍじることが行われて
いた。例えばエミッタ結合形弁安定マルチバイブレータ
の発振周波数は、温度ドリフトを有する。この温度ドリ
フトを補償するだめには通常、マルチバイブレータの発
振周波数を決定するバイアス電圧自体にも温度ドリフト
をもたせている。すなわち、バイアス回路が設足し、ト
ランジスタ回路に印加されるバイアス電圧に温度依存性
をもたせ、マルチバイブレータ自体の温度ドリフトを相
殺するのである。
化に伴ない変動してしまう。従来より、この温度ドリフ
ト（二よる動作特性の変動を防ぐために、何らかの温度
補償手段をトランジスタ回路（ｍｍじることが行われて
いた。例えばエミッタ結合形弁安定マルチバイブレータ
の発振周波数は、温度ドリフトを有する。この温度ドリ
フトを補償するだめには通常、マルチバイブレータの発
振周波数を決定するバイアス電圧自体にも温度ドリフト
をもたせている。すなわち、バイアス回路が設足し、ト
ランジスタ回路に印加されるバイアス電圧に温度依存性
をもたせ、マルチバイブレータ自体の温度ドリフトを相
殺するのである。
第１図（二従来の温度補償用バイアス回路（６０）の回
路構成図を示す。バイアス回路交りは、ダイオードの順
抵抗が温度上昇に伴ない減少することを利用して温度補
償を行うバイアス回路であり、直列回路を構成する抵抗
（１４） 、 （＋５１および順バイアスに接続される
１１個のダイオード（５１）・・・より成る。直列回路
の一端である抵抗０４）には電源電圧ＶＣＣが接続され
ており、他端のダイオード（５１）は接地されている。
路構成図を示す。バイアス回路交りは、ダイオードの順
抵抗が温度上昇に伴ない減少することを利用して温度補
償を行うバイアス回路であり、直列回路を構成する抵抗
（１４） 、 （＋５１および順バイアスに接続される
１１個のダイオード（５１）・・・より成る。直列回路
の一端である抵抗０４）には電源電圧ＶＣＣが接続され
ており、他端のダイオード（５１）は接地されている。
また、抵抗θａに印加されている電圧をバイアス電圧Ｖ
、として取り出すため、出力端子（社）が抵抗αｉ、ｕ
ｓ間に設けられている。この出力端子（ロ）は、温度補
償をするべきトランジスタ回路（図示せず）のバイアス
電圧入力端子に接続される。
、として取り出すため、出力端子（社）が抵抗αｉ、ｕ
ｓ間に設けられている。この出力端子（ロ）は、温度補
償をするべきトランジスタ回路（図示せず）のバイアス
電圧入力端子に接続される。
この従来の温度補正用バイアス回路（６ｏ）が設定する
バイアス電圧Ｖ、は次式で与えられる。
バイアス電圧Ｖ、は次式で与えられる。
ここで”＋４１ ＦＬＩｆｉ はそれぞれ抵抗（１４
） 、 （１５＋の抵抗値を示し、ＶＤはダイオード（
５１）の順方向電圧を示す。
） 、 （１５＋の抵抗値を示し、ＶＤはダイオード（
５１）の順方向電圧を示す。
このとき、バイアス電圧Ｖ、の温度Ｔに対する変化δＶ
率１ぜは、
と表わされる。
上記第２）式より、バイアス回路（６０）により設定さ
れるバイアス電圧Ｖ、が温度ドリフトを有することが分
る。
れるバイアス電圧Ｖ、が温度ドリフトを有することが分
る。
先にも述べたように、温度に従いバイアス電圧ｖ１を変
化させることにより、このバイアス電圧Ｖ。
化させることにより、このバイアス電圧Ｖ。
によジ決定されるトランジスタの動作特性の温度ドリフ
トを補償するのであるが、後に詳述するように、温度補
償を適正に行う（二は、バイアス回路（ロ））が接続さ
れるトランジスタ回路に応じて、バある特定の値に一致
させなくてはならない。ずなすることができるものでな
くてはならないのである。
トを補償するのであるが、後に詳述するように、温度補
償を適正に行う（二は、バイアス回路（ロ））が接続さ
れるトランジスタ回路に応じて、バある特定の値に一致
させなくてはならない。ずなすることができるものでな
くてはならないのである。
抗値”＋４１ ”＋５を適当に選んだ後、ダイオード（
５１）の個数ｎを操作することにより設定するのである
が、ｎは整数値であるだめ、温度係数は連続する値を取
ることができず、離散的な値を取らざるを得ない。この
ため、従来の温度補償用バイアス回路（６０）では、バ
イアス電圧Ｖ、の有する温度係数を所望の値に一致させ
るのが困難であり、近似する値に設定せざるを得なかっ
た。したがって、完全な温度補償を果すことができず、
バイアス回路（ロ）が接続されるトランジスタ回路の温
度ドリフトを解消するには至らなかった。そのため、温
度補償用バイアス回路Ｕの接続されたトランジスタ回路
を実際に使用するに当っては、その動作特性がいまだ温
度ドリフトを有しているため、得られる特性を適正なも
のとする補正手段を新たに設けなければならなかった。
５１）の個数ｎを操作することにより設定するのである
が、ｎは整数値であるだめ、温度係数は連続する値を取
ることができず、離散的な値を取らざるを得ない。この
ため、従来の温度補償用バイアス回路（６０）では、バ
イアス電圧Ｖ、の有する温度係数を所望の値に一致させ
るのが困難であり、近似する値に設定せざるを得なかっ
た。したがって、完全な温度補償を果すことができず、
バイアス回路（ロ）が接続されるトランジスタ回路の温
度ドリフトを解消するには至らなかった。そのため、温
度補償用バイアス回路Ｕの接続されたトランジスタ回路
を実際に使用するに当っては、その動作特性がいまだ温
度ドリフトを有しているため、得られる特性を適正なも
のとする補正手段を新たに設けなければならなかった。
これは、回路規模の増大とコスト高を招集するものであ
り、甚だ問題であった。
り、甚だ問題であった。
し発明の目的〕
本発明の目的は、従来の温度補償用バイアス回路では果
すことのできなかった完全な温度補償を行い得る温度補
償用バイアス回路を提供することにある。
すことのできなかった完全な温度補償を行い得る温度補
償用バイアス回路を提供することにある。
し発明の概要〕
本発明は、温度補償のためのダイオードを複数順バイア
ス方向に直列接続したものを、複数並列に接続した構成
の温度補償用バイアス回路である。
ス方向に直列接続したものを、複数並列に接続した構成
の温度補償用バイアス回路である。
し発明の実施例〕
第２図は、本発明の一実施例である温度補償用バイアス
回路量の回路構成図である。温度補償用バイアス回路（
７０）は、第１図に示した従来の温度補償用バイアス回
路（６０）に抵抗（５３）とｍ個のダイオード（５２）
・・・かうなる直列回路を並列に付加した如き構成とな
っている。すなわら、抵抗（１５）にｎ個のダイオード
（５１）・・・を直列に接続してなる直列回路と、抵抗
（５３）とｍ個ダイオード（５２）・・・を直列に接続
してなる直列回路とを、″電圧が印加された場合に、順
バイアスとなるようにダイオード（５１）。
回路量の回路構成図である。温度補償用バイアス回路（
７０）は、第１図に示した従来の温度補償用バイアス回
路（６０）に抵抗（５３）とｍ個のダイオード（５２）
・・・かうなる直列回路を並列に付加した如き構成とな
っている。すなわら、抵抗（１５）にｎ個のダイオード
（５１）・・・を直列に接続してなる直列回路と、抵抗
（５３）とｍ個ダイオード（５２）・・・を直列に接続
してなる直列回路とを、″電圧が印加された場合に、順
バイアスとなるようにダイオード（５１）。
（５２）の方向を揃え、並列に接続する。こうして得ら
れる並列回路（８のの一端に抵抗Ｏａを直列に接続し、
他端は接地する。抵抗（１４）には電源電圧Ｖｃｃを接
続し、バイアス電圧Ｖ！の出力端子（２力は、抵抗α優
と並列回路（８０）の中間点（５０）に設ける。
れる並列回路（８のの一端に抵抗Ｏａを直列に接続し、
他端は接地する。抵抗（１４）には電源電圧Ｖｃｃを接
続し、バイアス電圧Ｖ！の出力端子（２力は、抵抗α優
と並列回路（８０）の中間点（５０）に設ける。
上記の構成による温度補償用バイアス回路（７０）が設
定するバイアス電圧Ｖｔは、中間点（５０）の電位をｖ
２？ とすると、 ■！ −ｖＣＣ−ｖ２７
− ３）と表わされる
。また、 の関係があるため、バイアス電圧Ｖ、はと求まる。よっ
てバイアス電圧■、の温度Ｔに対すｖ る変化率ゴーは、 となる。
定するバイアス電圧Ｖｔは、中間点（５０）の電位をｖ
２？ とすると、 ■！ −ｖＣＣ−ｖ２７
− ３）と表わされる
。また、 の関係があるため、バイアス電圧Ｖ、はと求まる。よっ
てバイアス電圧■、の温度Ｔに対すｖ る変化率ゴーは、 となる。
上記第（６１式より、バイアス電圧Ｖ、の有する温度係
数αは、 であることが分る。したがって、抵抗値Ｒ１４ｊ ’Ｉ
１１ ＋几、３を適当な値に定め、ダイオード（５１）
、（５２）のそれぞれの個数ｎ、ｍを操作することによ
り、温度係数αは所望の値（ニ一致させることができる
。これにより、バイアス回路りが接続されるトランジス
タ回路の温度補償を完全（二行うことができる。
数αは、 であることが分る。したがって、抵抗値Ｒ１４ｊ ’Ｉ
１１ ＋几、３を適当な値に定め、ダイオード（５１）
、（５２）のそれぞれの個数ｎ、ｍを操作することによ
り、温度係数αは所望の値（ニ一致させることができる
。これにより、バイアス回路りが接続されるトランジス
タ回路の温度補償を完全（二行うことができる。
以下、本発明の一実施例である温度補償用〕くイアス回
路（７０）の具体的な使用例を挙げ、詳述する。
路（７０）の具体的な使用例を挙げ、詳述する。
バイアス回路（７０）が接続されるトランジスタ回路と
しては、ｖ’ｒａのＦＭ変調器に使用されるエミッタ結
合形弁安定マルチバイブレータを例とすることにする。
しては、ｖ’ｒａのＦＭ変調器に使用されるエミッタ結
合形弁安定マルチバイブレータを例とすることにする。
第５図は、本発明による温度補償用バイアス回路（７０
） ｋ使用していない、エミッタ結合形弁安定マルチバ
イブレータ（９Ｑ）の回路構成図である。なお、破線で
囲まれている部分は、バイアス回路時を示すものである
。このバイアス回路時は温度補償を行わないバイアス回
路であり、抵抗Ｈ、（１５１を直列に接続してなる直列
回路より構成されている。
） ｋ使用していない、エミッタ結合形弁安定マルチバ
イブレータ（９Ｑ）の回路構成図である。なお、破線で
囲まれている部分は、バイアス回路時を示すものである
。このバイアス回路時は温度補償を行わないバイアス回
路であり、抵抗Ｈ、（１５１を直列に接続してなる直列
回路より構成されている。
抵抗＋１４１は電源電圧ＶＣＣに接続され、抵抗（１５
）は接地されている。また、バイアス電圧出力端子（２
７）は、抵抗（１４１、（１５１の中間点に設けられて
いる。
）は接地されている。また、バイアス電圧出力端子（２
７）は、抵抗（１４１、（１５１の中間点に設けられて
いる。
以下に、マルチバイブレータ旦の回路構成を説明する。
１対のトランジスタ（１） 、 ｔ２）のコレクタは、
それぞれトランジスタ（３）、（４）のエミッタに接続
されている。また、トランジスタ（１）の同じくコレク
タは抵抗Ｑ２１を介し、トランジスタ（２）のコレクタ
は抵抗０階を介して共にトランジスタ（５）のエミッタ
に接続されている。さらに、またトランジスタ（１）の
コレクタは、トランジスタ（６）のベース・エミッタ結
合を介してトランジスタ（２）のベースに接続されると
共に、トランジスタ（８）のベースにも接続されており
、トランジスタ（２）のコレクタは、トランジスタ（７
）のベース・エミッタ結合を介してトランジスタ（１）
のベースに接続されると共（−、トランジスタ（９）の
ベース（二も接続されている。
それぞれトランジスタ（３）、（４）のエミッタに接続
されている。また、トランジスタ（１）の同じくコレク
タは抵抗Ｑ２１を介し、トランジスタ（２）のコレクタ
は抵抗０階を介して共にトランジスタ（５）のエミッタ
に接続されている。さらに、またトランジスタ（１）の
コレクタは、トランジスタ（６）のベース・エミッタ結
合を介してトランジスタ（２）のベースに接続されると
共に、トランジスタ（８）のベースにも接続されており
、トランジスタ（２）のコレクタは、トランジスタ（７
）のベース・エミッタ結合を介してトランジスタ（１）
のベースに接続されると共（−、トランジスタ（９）の
ベース（二も接続されている。
前記トランジスタ＋３１ 、 （４）のベースは共（二
、バイアス回路Ｉ２１９の出力端子（２７）に接続され
ており、コレクタは電源電圧ＶＣＣに接続されている。
、バイアス回路Ｉ２１９の出力端子（２７）に接続され
ており、コレクタは電源電圧ＶＣＣに接続されている。
また、前記トランジスタ（５）のベースおよびコレクタ
ならびにトランジスタ＋６１．（力、 （８） 、 （
９１のコレクタも電源電圧ｖｃｃ ｌ二接線されている
。なお、トランジスタ（６）のエミッタは、先（＝述べ
たようにトランジスタ（２）のベースに接続されている
が、分岐され、抵抗（２４）を介し接地もされている。
ならびにトランジスタ＋６１．（力、 （８） 、 （
９１のコレクタも電源電圧ｖｃｃ ｌ二接線されている
。なお、トランジスタ（６）のエミッタは、先（＝述べ
たようにトランジスタ（２）のベースに接続されている
が、分岐され、抵抗（２４）を介し接地もされている。
同様にトランジスタ（力のエミッタも、分岐され抵抗ω
５）を介して接地されている。また、トランジスタ（８
１、（９１のエミッタは、それぞれ抵抗（２Ｇ、 （２
ａを介して、それぞれトランジスタ００）、αυのベー
スに接続されている。このトランジスタ００）、■のベ
ースは、それぞれ抵抗（２］） 、（ハ）を介して接地
されており、エミッタは互いに結合され、電流源（１７
）を通じて接地されている。また、トランジスタＱＱＩ
、 （１１）のコレクタは、それぞれトランジスタｆ
１） 、 （２＋のエミッタと接続されておす、トラン
ジスタ（１１、（２）のエミッタは、コンデンサａｅヲ
介して、相互に結合されている。
５）を介して接地されている。また、トランジスタ（８
１、（９１のエミッタは、それぞれ抵抗（２Ｇ、 （２
ａを介して、それぞれトランジスタ００）、αυのベー
スに接続されている。このトランジスタ００）、■のベ
ースは、それぞれ抵抗（２］） 、（ハ）を介して接地
されており、エミッタは互いに結合され、電流源（１７
）を通じて接地されている。また、トランジスタＱＱＩ
、 （１１）のコレクタは、それぞれトランジスタｆ
１） 、 （２＋のエミッタと接続されておす、トラン
ジスタ（１１、（２）のエミッタは、コンデンサａｅヲ
介して、相互に結合されている。
さて、上記の構成によるマルチバイブレーク（９０）の
動作説明を、第４図の信号波形図を参照しつつ行うこと
にする。以下においては、トランジスタ（１） 、 （
２１のコレクタ′峨位ＶＣ１，ＶＣ２ｆ’ｌ ラヒｌニ
ーｒ−ミツｌ；’電位ｖＩＩＩ、ｖｇ２の時間変化を追
って行く。
動作説明を、第４図の信号波形図を参照しつつ行うこと
にする。以下においては、トランジスタ（１） 、 （
２１のコレクタ′峨位ＶＣ１，ＶＣ２ｆ’ｌ ラヒｌニ
ーｒ−ミツｌ；’電位ｖＩＩＩ、ｖｇ２の時間変化を追
って行く。
マルチバイブレータ（９０）の発振動作は、トランジス
タｆｌ） 、 ｆ２）が交互にＯＮ 、ＯＦＦ’の反転
を操り返して行われるが、まず、時刻１．において、ト
ランジスタ（１）がＯＮになり、トランジスタ（２）が
ＯＦＦになつた状態を想定する。このときトランジスタ
（３）もＯＮになっているため、トランジスタ（１）の
コレクタ電位ｖｏ１は、バイアス回路轡の出力端子（２
７）の電位よｐトランジスタ（３）のベース・エミッタ
間電圧ｖ１１１１１１分低い電位となっている。出方端
子（２７）と電源電圧をｖｏとすれば、出力端子■での
電位はｖｏｏ−ｖ。
タｆｌ） 、 ｆ２）が交互にＯＮ 、ＯＦＦ’の反転
を操り返して行われるが、まず、時刻１．において、ト
ランジスタ（１）がＯＮになり、トランジスタ（２）が
ＯＦＦになつた状態を想定する。このときトランジスタ
（３）もＯＮになっているため、トランジスタ（１）の
コレクタ電位ｖｏ１は、バイアス回路轡の出力端子（２
７）の電位よｐトランジスタ（３）のベース・エミッタ
間電圧ｖ１１１１１１分低い電位となっている。出方端
子（２７）と電源電圧をｖｏとすれば、出力端子■での
電位はｖｏｏ−ｖ。
であるから、時刻ｔ、におけるトランジスタ（１）のコ
レクタ電位ｖｏＸは、 ＶＯｌ＝ＶＯＯ−ＶＯ−ＶＢＩＩＳ （ｔ、ｔ、）とな
っている。また、トランジスタ（２）のコレクタ電位ｖ
ｏｔは、トランジスタ（２ンがＯＦ″Ｆになってし）る
ため、電源電圧ｖａｏよりもトランジスタ（５）のベー
ス・エミッタ間電圧ＶＰｌ、だけ低い電位となっており
、 ｖＯ！：ｖ、００− ”１１１！１ （Ｌ−１１）と
表わされる。
レクタ電位ｖｏＸは、 ＶＯｌ＝ＶＯＯ−ＶＯ−ＶＢＩＩＳ （ｔ、ｔ、）とな
っている。また、トランジスタ（２）のコレクタ電位ｖ
ｏｔは、トランジスタ（２ンがＯＦ″Ｆになってし）る
ため、電源電圧ｖａｏよりもトランジスタ（５）のベー
ス・エミッタ間電圧ＶＰｌ、だけ低い電位となっており
、 ｖＯ！：ｖ、００− ”１１１！１ （Ｌ−１１）と
表わされる。
次に、時刻１．におけるトランジスタ（１）、（２）の
エミッタ電位ｖｌ１．ｖ■を考える。ここでトランジス
タ（７）のベース・エミッタ間電圧をｖ！ｌ■、 、
ＯＮ 状態のトランジスタ（１）のベース・エミッタ間
電圧をｖＢｍｌｖｌｌ ”ｖＯ（１−ｖＢｉｌｌ１−ｖ
ＩＩＩＳ −Ｖｌｌｌｌ （””１）となる。さて
、トランジスタ（１）はＯＮになっているため、トラン
ジスタ（ＩＩ）もＯＮになり、第３図の実線の矢印で示
す如くコンデンサ（１（１９には、定電流工０が流れる
。これにより、コンデンサ住ｅは、実線の矢印の方向の
極性に一定速度で充電され、これに伴ないトランジスタ
（２）のエミッタ電位ｖＩ２は、第４図（ｄ）に示すよ
うに、時刻ｔ１以後、一定速度で低下していく。そして
、エミッタ電位ｖ幻 がこのまま減少していき、トラン
ジスタ（２）のベース・エミッタ電圧Ｖｌｌｌｔがある
値になると、トランジスタ（２）の状態はＯＮからＯＦ
Ｆ’に反転する。この反転を起こすエミッタ電圧ｖＢｌ
ｌの値をｖｎｕｔ （ＯＮ）とし、反転する時刻をｔ、
とすれば、時刻ｔ、ｌ二おけるトランジスタ（２）のエ
ミッタ電位ｖＩ！は、Ｖ、、：Ｖ、、−ＶＢ、、 （Ｏ
Ｎ） （ｔ、ｔ２）となる。ここでＶＢ、はトランジ
スタ（２）のペース磁位であり、ｖＩｌｌはトランジス
タ（１）のコレクタ電位ｖｏＩ よりもトランジスタ（
６）のベース・エミッタ間電圧ＶＩ１６だけ低いため、 ｖ、、 ＝ ｖｏ、 ＋ Ｖｉｌｌａ ” ｖｏａ ＶＯ−ｖＢｌｌｌ −ｖ１１１１６と表わ
され、結局、 Ｖｌｔ ”’ＶＯＯｖｏ−ｖｎｍｓ−ｖＩＩＩＳ ’
８１１２ （ＯＮ） （ｔ”ｔりと求まる。
エミッタ電位ｖｌ１．ｖ■を考える。ここでトランジス
タ（７）のベース・エミッタ間電圧をｖ！ｌ■、 、
ＯＮ 状態のトランジスタ（１）のベース・エミッタ間
電圧をｖＢｍｌｖｌｌ ”ｖＯ（１−ｖＢｉｌｌ１−ｖ
ＩＩＩＳ −Ｖｌｌｌｌ （””１）となる。さて
、トランジスタ（１）はＯＮになっているため、トラン
ジスタ（ＩＩ）もＯＮになり、第３図の実線の矢印で示
す如くコンデンサ（１（１９には、定電流工０が流れる
。これにより、コンデンサ住ｅは、実線の矢印の方向の
極性に一定速度で充電され、これに伴ないトランジスタ
（２）のエミッタ電位ｖＩ２は、第４図（ｄ）に示すよ
うに、時刻ｔ１以後、一定速度で低下していく。そして
、エミッタ電位ｖ幻 がこのまま減少していき、トラン
ジスタ（２）のベース・エミッタ電圧Ｖｌｌｌｔがある
値になると、トランジスタ（２）の状態はＯＮからＯＦ
Ｆ’に反転する。この反転を起こすエミッタ電圧ｖＢｌ
ｌの値をｖｎｕｔ （ＯＮ）とし、反転する時刻をｔ、
とすれば、時刻ｔ、ｌ二おけるトランジスタ（２）のエ
ミッタ電位ｖＩ！は、Ｖ、、：Ｖ、、−ＶＢ、、 （Ｏ
Ｎ） （ｔ、ｔ２）となる。ここでＶＢ、はトランジ
スタ（２）のペース磁位であり、ｖＩｌｌはトランジス
タ（１）のコレクタ電位ｖｏＩ よりもトランジスタ（
６）のベース・エミッタ間電圧ＶＩ１６だけ低いため、 ｖ、、 ＝ ｖｏ、 ＋ Ｖｉｌｌａ ” ｖｏａ ＶＯ−ｖＢｌｌｌ −ｖ１１１１６と表わ
され、結局、 Ｖｌｔ ”’ＶＯＯｖｏ−ｖｎｍｓ−ｖＩＩＩＳ ’
８１１２ （ＯＮ） （ｔ”ｔりと求まる。
トランジスタ（２）がＯＦＦ’からＯＮに反転すると、
トランジスタ（１）はＯＮからＯＦ’Ｆに反転する。し
だがって、今度はトランジスタ（１）のコレクタ電位Ｖ
。。
トランジスタ（１）はＯＮからＯＦ’Ｆに反転する。し
だがって、今度はトランジスタ（１）のコレクタ電位Ｖ
。。
が、
ｖＯＨ＝ｖ（１０−ｖｌｌ、！１ （ｔ−ｔｔ）
となり、トランジスタ（２ンのコレクタ電位ｖｏ、は、
ＶＯ２＝ｖｏｏ−ｖｏ−ｖＢｉｌｌ４ （’−ｔｚ）
になる。そして、時刻ｔ、にＯＮとなったトランジスタ
（２）のエミッタ電位ｖ幻 は、時刻ｔ、のトランジス
タ（２）のエミッタ電位ｖＩＩ と同様に、−＝Ｖａｏ
−Ｖｎ勧％ｍ−Ｖｅｎｔ （ｔ−１ｔ）となる。ここ
でＶｌｌｌｌはＯＮ状態のトランジスタ（２）のベース
・エミッタ間電圧を表わす。
となり、トランジスタ（２ンのコレクタ電位ｖｏ、は、
ＶＯ２＝ｖｏｏ−ｖｏ−ｖＢｉｌｌ４ （’−ｔｚ）
になる。そして、時刻ｔ、にＯＮとなったトランジスタ
（２）のエミッタ電位ｖ幻 は、時刻ｔ、のトランジス
タ（２）のエミッタ電位ｖＩＩ と同様に、−＝Ｖａｏ
−Ｖｎ勧％ｍ−Ｖｅｎｔ （ｔ−１ｔ）となる。ここ
でＶｌｌｌｌはＯＮ状態のトランジスタ（２）のベース
・エミッタ間電圧を表わす。
さて、時刻ｔにおいてトランジスタ（２）のエミッタ磁
位ｖｚ、は、 Ｖａｎ Ｖｏ Ｖｎ＋＋ｓ−Ｖｎｍａ−Ｖｌｔ （Ｏ
Ｎ）から ｖａｏ ＶＢＩＩＳ−ＶＯ１６−ｖ！Ｉ１１！に至るま
で、差し引き ｖＯ−４−ＶＢＩＩＩ −ＶＢＩＩＳ ＋ Ｖｌｌｌ！
！ （ＯＮ） −ＶＢＩＩ！増加している。ここでトラ
ンジスタ（３）がＯＮ状態のとき、トランジスタ（３）
とトランジスタ（５）のそれぞれのコレクタに流れる電
流が等しくなるように抵抗（１２＋が選ばれており、ト
ランジスタ（３）のベース・エミッタ間゛喧圧ｖＢｌ’
＋ｌｌとトランジスタ（５）のベース・エミッタ間電圧
ｖｌｌＩｌ！ｌは等しい。したがって、先程の時刻ｔ、
におけるトランジスタ（２）のエミッタ電圧Ｖ幻の増加
分 ｖｏ ＋ ＶＩＩＩＩｓ−ｖＢｉｌｌ ＋ Ｖｌｌｍｌ
（ＯＮ） −ＶＢＭ２は、 ■！！ ” ｖＢＷ５ であるから、 ｖＯ＋ｖｌｌＮ！ （ＯＮ） ’ａＨｔとなる。これ
より、時刻【！におけるトランジスタ（１）のエミッタ
電圧Ｖ、、、は、時刻１．依前におけるｖｏｏ”−■８
１６− ＶＢＩＩ −ＶＢｌｌから、上記の増加分だ
け高い電位となり、ＶＢＩＩ”’ＶＯ（＋−Ｖ１１ｍｌ
ｌ ＶＢＩＩ７ ’Ｂ１１＋ＶＯ＋Ｖｉ１ｍｌ（Ｏ
Ｎ） ＶＢＩＩ（ｔ−ｔｔ）となることが分る。
位ｖｚ、は、 Ｖａｎ Ｖｏ Ｖｎ＋＋ｓ−Ｖｎｍａ−Ｖｌｔ （Ｏ
Ｎ）から ｖａｏ ＶＢＩＩＳ−ＶＯ１６−ｖ！Ｉ１１！に至るま
で、差し引き ｖＯ−４−ＶＢＩＩＩ −ＶＢＩＩＳ ＋ Ｖｌｌｌ！
！ （ＯＮ） −ＶＢＩＩ！増加している。ここでトラ
ンジスタ（３）がＯＮ状態のとき、トランジスタ（３）
とトランジスタ（５）のそれぞれのコレクタに流れる電
流が等しくなるように抵抗（１２＋が選ばれており、ト
ランジスタ（３）のベース・エミッタ間゛喧圧ｖＢｌ’
＋ｌｌとトランジスタ（５）のベース・エミッタ間電圧
ｖｌｌＩｌ！ｌは等しい。したがって、先程の時刻ｔ、
におけるトランジスタ（２）のエミッタ電圧Ｖ幻の増加
分 ｖｏ ＋ ＶＩＩＩＩｓ−ｖＢｉｌｌ ＋ Ｖｌｌｍｌ
（ＯＮ） −ＶＢＭ２は、 ■！！ ” ｖＢＷ５ であるから、 ｖＯ＋ｖｌｌＮ！ （ＯＮ） ’ａＨｔとなる。これ
より、時刻【！におけるトランジスタ（１）のエミッタ
電圧Ｖ、、、は、時刻１．依前におけるｖｏｏ”−■８
１６− ＶＢＩＩ −ＶＢｌｌから、上記の増加分だ
け高い電位となり、ＶＢＩＩ”’ＶＯ（＋−Ｖ１１ｍｌ
ｌ ＶＢＩＩ７ ’Ｂ１１＋ＶＯ＋Ｖｉ１ｍｌ（Ｏ
Ｎ） ＶＢＩＩ（ｔ−ｔｔ）となることが分る。
時刻１．以後、トランジスタ（１）がＯＦＦ、）ランジ
スタ（２）がＯＮとなった状態では、第３図の破線の矢
印の方向に定電流ｌｏが流れるため、今度はトランジス
タ（１）のエミッタ電位ｖＩＩＩが第４図（Ｃ）に示す
ように一定速度で低下していく。そして、トランジスタ
（１）がＯＦＦからＯＮになるのに必要なベース・エミ
ッタ間電圧をｖ、ｌ、 （ＯＮ） とすれば、ｖＢＨ
＝ｖＯＯ−ｖｏ−ｖ１１１４ ’ｌ１Ｂｙ−ｖｆｌｌｌ
（ｏＮ）となった時点（時刻ｔｓ）で、再びトランジス
タ（１）がＯＮになり、トランジスタ（２）がＯＦＦと
なる。ＯＮ状態となったトランジスタ（１）のエミッタ
電圧Ｖ■。
スタ（２）がＯＮとなった状態では、第３図の破線の矢
印の方向に定電流ｌｏが流れるため、今度はトランジス
タ（１）のエミッタ電位ｖＩＩＩが第４図（Ｃ）に示す
ように一定速度で低下していく。そして、トランジスタ
（１）がＯＦＦからＯＮになるのに必要なベース・エミ
ッタ間電圧をｖ、ｌ、 （ＯＮ） とすれば、ｖＢＨ
＝ｖＯＯ−ｖｏ−ｖ１１１４ ’ｌ１Ｂｙ−ｖｆｌｌｌ
（ｏＮ）となった時点（時刻ｔｓ）で、再びトランジス
タ（１）がＯＮになり、トランジスタ（２）がＯＦＦと
なる。ＯＮ状態となったトランジスタ（１）のエミッタ
電圧Ｖ■。
は、
ｖ１１＝’０Ｏ−ｖｌｌｌｌ Ｖｌ１１！’Ｆ−Ｖｌ
ｌｍｌ （ｔ−ｔｓ）に復帰し、時刻ｔにおけるｖｌ
Ｉの増加分は、ＶＯ＋ＶＩｌ１４ − Ｖｉｓａ ＋
ＶＢＩＩ （ＯＮ） −ｖｓｉｔである。先程と
同様に、トランジスタ（４）とトランジスタ（５）のベ
ース・エミッタ間電圧ｖ１１１４ ｒ ｖｌｍｌｌは共
に等しくなるように、抵抗ａ３の値が選ばれているため
、結局、時刻ｔｓｌ二おけるｖｌの増加分は、ｖ０＋
Ｖｅｌｌｌ （ＯＮ） ””’ Ｖｌｌｌｌとなる。こ
れより、時刻ｔＩＩｌ二おけるトランジスタ（２）のエ
ミッタ電圧ｖ！ｌ！は、時刻ｔ３依前（＝おけるｖｏｏ
＋ Ｖｌｌｍｌ８ ” Ｖｌｌｌｌ −ＶＩＩｍＷよ
りも、上記の増加分だけ高い、 ｖｍｔ＝ｖａｎ−ＶＢＩＩ８−ＶＢ！ｌａ ’ｓｖｔ＋
ｖｏ＋ｖｓｍｓ（ＯＮ） ＶＢＩＩ （Ｌ−Ｌｓ）とな
る。
ｌｍｌ （ｔ−ｔｓ）に復帰し、時刻ｔにおけるｖｌ
Ｉの増加分は、ＶＯ＋ＶＩｌ１４ − Ｖｉｓａ ＋
ＶＢＩＩ （ＯＮ） −ｖｓｉｔである。先程と
同様に、トランジスタ（４）とトランジスタ（５）のベ
ース・エミッタ間電圧ｖ１１１４ ｒ ｖｌｍｌｌは共
に等しくなるように、抵抗ａ３の値が選ばれているため
、結局、時刻ｔｓｌ二おけるｖｌの増加分は、ｖ０＋
Ｖｅｌｌｌ （ＯＮ） ””’ Ｖｌｌｌｌとなる。こ
れより、時刻ｔＩＩｌ二おけるトランジスタ（２）のエ
ミッタ電圧ｖ！ｌ！は、時刻ｔ３依前（＝おけるｖｏｏ
＋ Ｖｌｌｍｌ８ ” Ｖｌｌｌｌ −ＶＩＩｍＷよ
りも、上記の増加分だけ高い、 ｖｍｔ＝ｖａｎ−ＶＢＩＩ８−ＶＢ！ｌａ ’ｓｖｔ＋
ｖｏ＋ｖｓｍｓ（ＯＮ） ＶＢＩＩ （Ｌ−Ｌｓ）とな
る。
以後、トランジスタ（１） 、 （２）のＯＮ、ＯＦＦ
の反転が繰り返され、トランジスタ（１）のコレクタ電
位ｖｏ Ｉもしくはトランジスタ（２）のコレクタ電位
ｖＯ！ は、それぞれ第４図（ａ） 、 （ｂ）に示す
ように、一定の周期２Ｔで繰り返されるパルス波形とな
り、マルチバイブレータ（９０）の発振出力が得られる
こと（＝な°るのである。この場合、トランジスタ＋１
）のコレクタ電位ｖｏＩの期間１゛における変化より、
コンデンサαｅの端子電圧は、期間Ｔ（二おいて、ｖａ
ａ ＋ ｖＯ＋ Ｖｌｌｌ４ Ｖａｍｔ −
Ｖｌｌｌ１ （ＯＮ）かう ＶＯＯｖａｍａ Ｖａｍｔ−Ｖｅｍ＋＋Ｖｏ＋Ｖｓｍｔ
（ＯＮ）−ＶＢＩＩまで、 ２ｖｏ＋Ｖｉ＋ｍ＋ （ＯＮ）−ＶＢＩＩ ＋ｖＩＩｍ
ｔ （ＯＮ）−ｖａｎｔだけ変化する。ここでトランジ
スタ（１） 、 ＋２）を対称して選ぶこと（二より、 Ｖｌｌｍｌ”ＶＢＩＩ ｌ’ Ｖｌｌｌ（ＯＮ）”Ｖｌ
ｌｍｌ（ＯＮ）となるため、コンデンサＱｆｊの印加電
圧の変化は２（ＶＯ＋Ｖ！ＩＩＩ（ＧＪ） −Ｖａｍｔ
）となる。したがって、コンデンサａＩｌｉｌの容量
をＣとすれば Ｃ・２ （Ｖｏ ＋Ｖｉｉｔ（ｏＮ） −％１ｔ）＝
Ｉｏ ・Ｔが成立し、よって、マルチパイプレーク（９
０）の発振周波数ｆ。は、 と求まる。ここでｖｏはトランジスタ（１） 、 ＋２
）のＯＮ。
の反転が繰り返され、トランジスタ（１）のコレクタ電
位ｖｏ Ｉもしくはトランジスタ（２）のコレクタ電位
ｖＯ！ は、それぞれ第４図（ａ） 、 （ｂ）に示す
ように、一定の周期２Ｔで繰り返されるパルス波形とな
り、マルチバイブレータ（９０）の発振出力が得られる
こと（＝な°るのである。この場合、トランジスタ＋１
）のコレクタ電位ｖｏＩの期間１゛における変化より、
コンデンサαｅの端子電圧は、期間Ｔ（二おいて、ｖａ
ａ ＋ ｖＯ＋ Ｖｌｌｌ４ Ｖａｍｔ −
Ｖｌｌｌ１ （ＯＮ）かう ＶＯＯｖａｍａ Ｖａｍｔ−Ｖｅｍ＋＋Ｖｏ＋Ｖｓｍｔ
（ＯＮ）−ＶＢＩＩまで、 ２ｖｏ＋Ｖｉ＋ｍ＋ （ＯＮ）−ＶＢＩＩ ＋ｖＩＩｍ
ｔ （ＯＮ）−ｖａｎｔだけ変化する。ここでトランジ
スタ（１） 、 ＋２）を対称して選ぶこと（二より、 Ｖｌｌｍｌ”ＶＢＩＩ ｌ’ Ｖｌｌｌ（ＯＮ）”Ｖｌ
ｌｍｌ（ＯＮ）となるため、コンデンサＱｆｊの印加電
圧の変化は２（ＶＯ＋Ｖ！ＩＩＩ（ＧＪ） −Ｖａｍｔ
）となる。したがって、コンデンサａＩｌｉｌの容量
をＣとすれば Ｃ・２ （Ｖｏ ＋Ｖｉｉｔ（ｏＮ） −％１ｔ）＝
Ｉｏ ・Ｔが成立し、よって、マルチパイプレーク（９
０）の発振周波数ｆ。は、 と求まる。ここでｖｏはトランジスタ（１） 、 ＋２
）のＯＮ。
ＯＦＦが反転する際のコンデンサｕＱの端子電圧でＶｏ
＝ Ｖｏ ＋ ＶＩ！＋＋＊（ＯＮ） Ｖｌｌｍｌ
−９）と表わされる。
＝ Ｖｏ ＋ ＶＩ！＋＋＊（ＯＮ） Ｖｌｌｍｌ
−９）と表わされる。
上記第８）式より、定電流工０を変化させることにより
、発振周波数ｆｏが変化することが分る。したがって、
映像信号を入力信号とし、この入力信号により定電流ｌ
ｏを同相で変化させることにより、マルチバイブレータ
（９０）をＶＴＲにおけるＦＭ変調器として用いること
ができる。
、発振周波数ｆｏが変化することが分る。したがって、
映像信号を入力信号とし、この入力信号により定電流ｌ
ｏを同相で変化させることにより、マルチバイブレータ
（９０）をＶＴＲにおけるＦＭ変調器として用いること
ができる。
さて、このエミッタ結合形弁安定マルチバイブレータ（
９０）の発振周波数ｆｏは、温度ドリフトを有するので
あるが、以下これについて詳述する。
９０）の発振周波数ｆｏは、温度ドリフトを有するので
あるが、以下これについて詳述する。
発振周波数ｆｏが温度ドリフトを有する原因は、上記第
９）式で示されるコンデンサａＱの端子電圧ｖ。
９）式で示されるコンデンサａＱの端子電圧ｖ。
が温度ドリフトを有するためである。すなわち、例、ｔ
ばトランジスタ（２）がＯＦＦからＯＮに反転する時刻
ｔｆｆｌ二おいて、トランジスタＴＩ） 、 （２）の
コレクタ電流が実際には等しくはならず、そのため、時
刻ｔ、におけるトランジスタ（１） 、 ＋２）のエミ
ッタ・ベース電圧であるＶＢｙ １ 、ＶＢｌｌ ＊
（ＯＮ）の温度係数に和実が生じ、端子電圧ｖｃが温度
ドリフトを有するに至るのである。
ばトランジスタ（２）がＯＦＦからＯＮに反転する時刻
ｔｆｆｌ二おいて、トランジスタＴＩ） 、 （２）の
コレクタ電流が実際には等しくはならず、そのため、時
刻ｔ、におけるトランジスタ（１） 、 ＋２）のエミ
ッタ・ベース電圧であるＶＢｙ １ 、ＶＢｌｌ ＊
（ＯＮ）の温度係数に和実が生じ、端子電圧ｖｃが温度
ドリフトを有するに至るのである。
このことをさらに詳しく知るため（；、時刻ｔにおいて
トランジスタ（２）に流れるコレクタ電流Ｉｏ。
トランジスタ（２）に流れるコレクタ電流Ｉｏ。
（ＯＮ）を考えてみる。いま、時刻ｔ、以前の、トラン
ジスタ（２）がＯＦＦの状態ベニおいて、エミッタ電位
ｖＩＩ！がΔＶ減少したものとする。このとき抵抗ａ３
を流れる電流は、トランジスタ（２）の相互インダクタ
ンスを１ｍ２とすると、ΔＶ−１ｉｍｉ増加する。これ
によす、トランジスタ（２）のコレクタ電位ｖｏ！は、
ΔＶ・９ｍ２・ａｌｌ下がる。このコレクタ電位ｖｏ、
の変化は、トランジスタ（７）およびトランジスタ（１
）のベース・エミッタ接合、コンデンサαＱを順次経て
、トランジスタ（２）自身のエミッタにそのま壕帰還さ
れる。
ジスタ（２）がＯＦＦの状態ベニおいて、エミッタ電位
ｖＩＩ！がΔＶ減少したものとする。このとき抵抗ａ３
を流れる電流は、トランジスタ（２）の相互インダクタ
ンスを１ｍ２とすると、ΔＶ−１ｉｍｉ増加する。これ
によす、トランジスタ（２）のコレクタ電位ｖｏ！は、
ΔＶ・９ｍ２・ａｌｌ下がる。このコレクタ電位ｖｏ、
の変化は、トランジスタ（７）およびトランジスタ（１
）のベース・エミッタ接合、コンデンサαＱを順次経て
、トランジスタ（２）自身のエミッタにそのま壕帰還さ
れる。
トランジスタ（２）がＯＦＦからＯＮｉ二反転する条件
は、このときのループゲインＧ、すなわち、。％ツ！ヨ
’１ｇ＝ｐｍ２．Ｒ，，，００，ｉｏ）ΔＶ が１以上となることである。しだがって、Ｇ＝１となっ
た瞬間（時刻ｔり（二、トランジスタ（２）はＯＦＦか
らＯＮに反転する。この瞬間のトランジスタ（２）のコ
レクタ電流がｌａｔ （ＯＮ）であり、相互インダクタ
ンス９ｍ２は、 ｐｒｎｚ ＝ −・ＩＱＩ（ＯＮ） −１１）ａ
’ｒ と表わされる。ここセ、Ｒはボルツマン定数、Ｔは絶対
温度、ｑは単位電荷をそれぞれ示す。上記第１０）、１
１）式より、トランジスタ（２）の反転時におけるコレ
クタ電流Ｉｏｔ（ＯＮ）は、 Ｔ ■・・（ＯＮ） ＝７嘉 ・・・１２）と求まる
。
は、このときのループゲインＧ、すなわち、。％ツ！ヨ
’１ｇ＝ｐｍ２．Ｒ，，，００，ｉｏ）ΔＶ が１以上となることである。しだがって、Ｇ＝１となっ
た瞬間（時刻ｔり（二、トランジスタ（２）はＯＦＦか
らＯＮに反転する。この瞬間のトランジスタ（２）のコ
レクタ電流がｌａｔ （ＯＮ）であり、相互インダクタ
ンス９ｍ２は、 ｐｒｎｚ ＝ −・ＩＱＩ（ＯＮ） −１１）ａ
’ｒ と表わされる。ここセ、Ｒはボルツマン定数、Ｔは絶対
温度、ｑは単位電荷をそれぞれ示す。上記第１０）、１
１）式より、トランジスタ（２）の反転時におけるコレ
クタ電流Ｉｏｔ（ＯＮ）は、 Ｔ ■・・（ＯＮ） ＝７嘉 ・・・１２）と求まる
。
さて、上記の如く、コレクタ電流Ｉ Ｏ，（ＯＮ）が求
まったことにより、反転時におけるトランジスタ（２）
のベース・エミッタ電圧ｖＩＩ■、（ＯＮ）は、トラン
ジスタ（１）および（２）の飽和電流値を工８とすると
、と求まる。壕だ、反転時におけるトランジスタ（１）
のベース・エミッタ電圧ｖ１１１１は、トランジスタ（
１）のコレクタ電流工ＯＩがＩＯと等しいため、と求ま
る。したがって、上記第１３）式、１４）式、ならびに
第９）式より、反転時のコンデンサｔｉｅ（７）端子電
圧ｖｏは、 と求まる。これより、端子電圧ｖＯが温度Ｔの関数とな
つそおり、負の温度ドリフトを有することカー明らかと
なった。したがって、第１）式で表わされる発振周波数
ｆ、は正の温度ドリフトを有すること（二なる。
まったことにより、反転時におけるトランジスタ（２）
のベース・エミッタ電圧ｖＩＩ■、（ＯＮ）は、トラン
ジスタ（１）および（２）の飽和電流値を工８とすると
、と求まる。壕だ、反転時におけるトランジスタ（１）
のベース・エミッタ電圧ｖ１１１１は、トランジスタ（
１）のコレクタ電流工ＯＩがＩＯと等しいため、と求ま
る。したがって、上記第１３）式、１４）式、ならびに
第９）式より、反転時のコンデンサｔｉｅ（７）端子電
圧ｖｏは、 と求まる。これより、端子電圧ｖＯが温度Ｔの関数とな
つそおり、負の温度ドリフトを有することカー明らかと
なった。したがって、第１）式で表わされる発振周波数
ｆ、は正の温度ドリフトを有すること（二なる。
さて、発振周波数ｆＯの温度ドリフトは、コンデンサ（
１ｅの端子電圧ｖＯが温度ドリフトを有すること書＝起
因するものであることが明らかとなった。したがって、
発振周波数ｆ。の温度ドリフトを補償するには、上記第
１５）式で表わされる端子電圧Ｖａの温度ドリフトを補
償すればよい。そこで、第１５）式中（＝含まれる。バ
イアス電圧ｖＯに温度ドリフトをもたせ、端子電圧ｖＯ
の温度ドリフトを相殺することが考えられる。第３図の
）（イアス回路轡を、第１図に示す従来のバイアス回路
（競り＝置き換えると、バイアス電圧ｖＯは第１）式じ
従うｖｌとなり、第１５）式で表わされる端子電圧ｖＯ
は、θｖＯ となる。ここでｖｏの温度Ｔに対する変化率１了を求め
ると、 す、貨は と求まる。温度ドリフトの解消とは、上記第ｔＳ）式の
値をＯとすることである。しだがって、温度Ｔ＝％とじ
、抵抗値Ｒ１４１”Ｉｌｌの値を定め、ダイオードθｖ
Ｏ （５１）の個数ｎの値を操作することによ！’ 、−ｙ
”。
１ｅの端子電圧ｖＯが温度ドリフトを有すること書＝起
因するものであることが明らかとなった。したがって、
発振周波数ｆ。の温度ドリフトを補償するには、上記第
１５）式で表わされる端子電圧Ｖａの温度ドリフトを補
償すればよい。そこで、第１５）式中（＝含まれる。バ
イアス電圧ｖＯに温度ドリフトをもたせ、端子電圧ｖＯ
の温度ドリフトを相殺することが考えられる。第３図の
）（イアス回路轡を、第１図に示す従来のバイアス回路
（競り＝置き換えると、バイアス電圧ｖＯは第１）式じ
従うｖｌとなり、第１５）式で表わされる端子電圧ｖＯ
は、θｖＯ となる。ここでｖｏの温度Ｔに対する変化率１了を求め
ると、 す、貨は と求まる。温度ドリフトの解消とは、上記第ｔＳ）式の
値をＯとすることである。しだがって、温度Ｔ＝％とじ
、抵抗値Ｒ１４１”Ｉｌｌの値を定め、ダイオードθｖ
Ｏ （５１）の個数ｎの値を操作することによ！’ 、−ｙ
”。
とすることができれば、発振周波数ｆｏの温度ドリフト
は打ち消されることになるのである。しかしながら、既
に述べたように、ｎは整数値しか取り得す、一般には、
上記第１８）式の４≠の値をＯとすることが必ずしも可
能とは言えないのであった。
は打ち消されることになるのである。しかしながら、既
に述べたように、ｎは整数値しか取り得す、一般には、
上記第１８）式の４≠の値をＯとすることが必ずしも可
能とは言えないのであった。
そこで、第２図に示す本発明のバイアス回路（７０）を
バイアス回路中に置き換えて用いれば、端子電圧Ｖ、は
、 几ＴｑＲ＋ｓＩ。
バイアス回路中に置き換えて用いれば、端子電圧Ｖ、は
、 几ＴｑＲ＋ｓＩ。
Ｖａ ＝ Ｖ！−−ｉｎ （−） （Ｖｏ−ｖｔ）
ｑ ＲＴ ｖＯ となり、了は と求まる。前出の第６）式を上記第１９）式に代入し、
が得られる。したがって、本発明によれば、抵抗値Ｒ，
，、Ｒ，、、Ｒｆｉｌｌを適当な値（＝選び、その後、
ダイオード（５１）の個数０１ダイオード（５２）の個
数ｍというふたつの変数を独立に操作することで、上記
第２０）式（７）９の値を、任意の温度’１’ｏにおい
て、０とすることが可能となるのである。
ｑ ＲＴ ｖＯ となり、了は と求まる。前出の第６）式を上記第１９）式に代入し、
が得られる。したがって、本発明によれば、抵抗値Ｒ，
，、Ｒ，、、Ｒｆｉｌｌを適当な値（＝選び、その後、
ダイオード（５１）の個数０１ダイオード（５２）の個
数ｍというふたつの変数を独立に操作することで、上記
第２０）式（７）９の値を、任意の温度’１’ｏにおい
て、０とすることが可能となるのである。
［発明の効果〕
次（二、本発明の効果を第５図により具体的に示す。第
５図は、マルチバイブレータ（ロ））の発振周波数の温
度特性図である。この特性は、マルチバイブレータ（９
０）を構成する抵抗等の値を下記のように選び得られて
ものである。
５図は、マルチバイブレータ（ロ））の発振周波数の温
度特性図である。この特性は、マルチバイブレータ（９
０）を構成する抵抗等の値を下記のように選び得られて
ものである。
抵抗ＩＪ、２ 、 （１３−１，６Ｋｎ 、 抵抗（１
４１−ｓｏｏｎ、抵抗ａ卜・・６にΩ、抵抗（４）、（
ハ）・・・５．３にΩ、抵抗（２υ、 （２３）−６に
Ω、コンデンサ（１６）−１２０９Ｆ 。
４１−ｓｏｏｎ、抵抗ａ卜・・６にΩ、抵抗（４）、（
ハ）・・・５．３にΩ、抵抗（２υ、 （２３）−６に
Ω、コンデンサ（１６）−１２０９Ｆ 。
電流源惺η・・・７２０μＡ０
第５図中の（ａ）の特性は、バイアス回路として温度補
償効果を有しないバイアス回路中をマルチバイブレータ
（９０）に接続した場合を示している。これを見ると明
らかなように、発振周波数は温度ドリフトを有しており
、θ″”Ｇ−１００℃の温度範囲で発振周波数が１７５
ＫＨｚ も変動している。
償効果を有しないバイアス回路中をマルチバイブレータ
（９０）に接続した場合を示している。これを見ると明
らかなように、発振周波数は温度ドリフトを有しており
、θ″”Ｇ−１００℃の温度範囲で発振周波数が１７５
ＫＨｚ も変動している。
第５図中（ｂ＞の特性は、従来の温度補償用バイアス回
路（６０）を用いた場合で、ダイオード（５１）の個数
が１個のときであり、（Ｃ）の特性は同じく２個のとき
を示している。どちらの特性も、発振周波数の温度ドリ
フトが軽減されているのが分るが、いまだ（ｂ）で５１
３ＫＨｚ 、 （ｃ）で６３ＫＨｚ （７）変動がある
。また、両者の特性の変化は相反的であｐ、（ｂ）は温
度上昇とともに発振周波数が増加しており、（Ｃ）は逆
に減少している。したがって、ダイオード（５１）の最
も適当な個数はこの結果より、１個から２個の間にある
ことが分るが、個数としては整数値しか取り得す、従来
のバイアス回路（６０）に用いる限り、これ以上の温度
補償を望むことはできないのである。
路（６０）を用いた場合で、ダイオード（５１）の個数
が１個のときであり、（Ｃ）の特性は同じく２個のとき
を示している。どちらの特性も、発振周波数の温度ドリ
フトが軽減されているのが分るが、いまだ（ｂ）で５１
３ＫＨｚ 、 （ｃ）で６３ＫＨｚ （７）変動がある
。また、両者の特性の変化は相反的であｐ、（ｂ）は温
度上昇とともに発振周波数が増加しており、（Ｃ）は逆
に減少している。したがって、ダイオード（５１）の最
も適当な個数はこの結果より、１個から２個の間にある
ことが分るが、個数としては整数値しか取り得す、従来
のバイアス回路（６０）に用いる限り、これ以上の温度
補償を望むことはできないのである。
第５図中（ｄ）の特性は、本発明のバイアス回路（７０
）を用いた場合を示す。このとき、抵抗α４１ 、 ＜
Ｉｓ 、 （５３）はそれぞれ５００ｆｌ 、 １１．
３Ｋｆｌ 、８．７ＫＩ”ｌ ｌ：選ばれている。また
、ダイオード（５１）の個数ｎは２個であり、ダイオー
ド（５２）の個数ｍは１個である。本発明の温度補償用
バイアス回路（７０）を用いることにより、発振周波数
の温度依存性は殆んどなくな９、Ｏ′ｃＪ〜１００℃の
範囲で僅か１５ＫＨｚ程度の変動に押えられている。
）を用いた場合を示す。このとき、抵抗α４１ 、 ＜
Ｉｓ 、 （５３）はそれぞれ５００ｆｌ 、 １１．
３Ｋｆｌ 、８．７ＫＩ”ｌ ｌ：選ばれている。また
、ダイオード（５１）の個数ｎは２個であり、ダイオー
ド（５２）の個数ｍは１個である。本発明の温度補償用
バイアス回路（７０）を用いることにより、発振周波数
の温度依存性は殆んどなくな９、Ｏ′ｃＪ〜１００℃の
範囲で僅か１５ＫＨｚ程度の変動に押えられている。
以上のよう（二、本発明の温度補償用バイアス回路（７
０）は構成簡単にして、非常に大きな効果を有するもの
である。
０）は構成簡単にして、非常に大きな効果を有するもの
である。
第１図は従来の温度補償用バイアス回路の構成図、第２
図は本発明の温度補償用バイアス回路の構成図、第３図
は本発明の温度補償用バイアス回路が適用されるマルチ
バイブレータの構成図、第（１４） 、（１５） 、（
５５）・・・抵抗 （ｓｔ）、（ｓ２）・・・ダイオー
ド（７０）・・・温度補償用バイアス回路（７３１７）
代理人 弁理士 則 近 憲 佑 （ほか１名）第
１ 図 第 ２ 間第
３図 第 ４ 図 −ｔ、 ｆ、、 ｆ、 を４ 第 ５ 図 ｍル＜’ｃ＞
図は本発明の温度補償用バイアス回路の構成図、第３図
は本発明の温度補償用バイアス回路が適用されるマルチ
バイブレータの構成図、第（１４） 、（１５） 、（
５５）・・・抵抗 （ｓｔ）、（ｓ２）・・・ダイオー
ド（７０）・・・温度補償用バイアス回路（７３１７）
代理人 弁理士 則 近 憲 佑 （ほか１名）第
１ 図 第 ２ 間第
３図 第 ４ 図 −ｔ、 ｆ、、 ｆ、 を４ 第 ５ 図 ｍル＜’ｃ＞
Claims (1)
- 第１の抵抗にｎ個のダイオードを直列に接続して成る第
１の直列回路と第２の抵抗にｍ個のダイオードを直列に
接続して成る第２の直列回路とを、電圧が印加された場
合に順バイアスとなるようにそれぞれのダイオードの方
向を揃え、並列に接続し、得られる並列回路の一端に電
源電圧と接続する第３の抵抗を接続し、他端を接地し、
出力端子を前記第３の抵抗と並列回路の中間点（二設け
て成ることを特徴とする温度補償用バイアス回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57131242A JPS5922433A (ja) | 1982-07-29 | 1982-07-29 | 温度補償用回路 |
| US06/515,579 US4492914A (en) | 1982-07-29 | 1983-07-20 | Temperature-compensating bias circuit |
| GB08319774A GB2124444B (en) | 1982-07-29 | 1983-07-22 | Temperature-compensating bias circuit |
| DE3327249A DE3327249C2 (de) | 1982-07-29 | 1983-07-28 | Vorspannungsquelle |
| KR1019830003540A KR840005624A (ko) | 1982-07-29 | 1983-07-29 | 온도보상용 바이어스 회로 |
| KR2019860007920U KR860001638Y1 (ko) | 1982-07-29 | 1986-06-04 | 온도 보상용 바이어스 회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57131242A JPS5922433A (ja) | 1982-07-29 | 1982-07-29 | 温度補償用回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5922433A true JPS5922433A (ja) | 1984-02-04 |
| JPH0324815B2 JPH0324815B2 (ja) | 1991-04-04 |
Family
ID=15053323
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57131242A Granted JPS5922433A (ja) | 1982-07-29 | 1982-07-29 | 温度補償用回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4492914A (ja) |
| JP (1) | JPS5922433A (ja) |
| KR (1) | KR840005624A (ja) |
| DE (1) | DE3327249C2 (ja) |
| GB (1) | GB2124444B (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6118898A (ja) * | 1984-07-06 | 1986-01-27 | 株式会社日立製作所 | 放射性廃棄物固化体及びその製造方法 |
| DE3632458A1 (de) * | 1985-09-25 | 1987-04-02 | Toshiba Kawasaki Kk | Stromgesteuerter oszillator |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4524318A (en) * | 1984-05-25 | 1985-06-18 | Burr-Brown Corporation | Band gap voltage reference circuit |
| JPS6319023A (ja) * | 1986-07-11 | 1988-01-26 | Toshiba Corp | 動作停止機能付き定電圧回路 |
| FR2617349B1 (fr) * | 1987-06-26 | 1989-10-20 | Thomson Csf | Procede et dispositif de synthese numerique d'un signal d'horloge |
| US4812784A (en) * | 1987-11-19 | 1989-03-14 | International Business Machines Corporation | Temperature stable voltage controlled oscillator with super linear wide frequency range |
| US4977381A (en) * | 1989-06-05 | 1990-12-11 | Motorola, Inc. | Differential relaxation oscillator |
| KR920004587B1 (ko) * | 1989-10-24 | 1992-06-11 | 삼성전자 주식회사 | 메모리장치의 기준전압 안정화회로 |
| US5220273A (en) * | 1992-01-02 | 1993-06-15 | Etron Technology, Inc. | Reference voltage circuit with positive temperature compensation |
| US5604466A (en) * | 1992-12-08 | 1997-02-18 | International Business Machines Corporation | On-chip voltage controlled oscillator |
| DE19621749C2 (de) * | 1996-05-30 | 1998-07-16 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines Widerstandsverhaltens mit einstellbarem positiven Temperaturkoeffizienten sowie Verwendung dieser Schaltungsanordnung |
| JP3832943B2 (ja) * | 1997-10-15 | 2006-10-11 | 沖電気工業株式会社 | 定電流源回路とそれを用いたディジタル／アナログ変換回路 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5075760A (ja) * | 1973-11-07 | 1975-06-21 | ||
| JPS546443A (en) * | 1977-06-16 | 1979-01-18 | Sharp Corp | Voltage control oscillation circuit |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2769137A (en) * | 1953-11-13 | 1956-10-30 | Melville C Creusere | Single bias voltage curve shaping network |
| NL231042A (ja) * | 1958-09-02 | |||
| DE1264530B (de) * | 1961-09-29 | 1968-03-28 | Siemens Ag | Wobbelsender mit elektronisch abstimmbarem Schwingungskreis |
| US3281656A (en) * | 1963-07-02 | 1966-10-25 | Nuclear Corp Of America | Semiconductor breakdown diode temperature compensation |
| JPS4818671B1 (ja) * | 1969-06-06 | 1973-06-07 | ||
| US3934476A (en) * | 1969-09-11 | 1976-01-27 | Lamb Ii Harry H | Linear telethermometer |
| DE2314423C3 (de) * | 1973-03-23 | 1981-08-27 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Verfahren zur Herstellung einer Referenzgleichspannungsquelle |
-
1982
- 1982-07-29 JP JP57131242A patent/JPS5922433A/ja active Granted
-
1983
- 1983-07-20 US US06/515,579 patent/US4492914A/en not_active Expired - Fee Related
- 1983-07-22 GB GB08319774A patent/GB2124444B/en not_active Expired
- 1983-07-28 DE DE3327249A patent/DE3327249C2/de not_active Expired
- 1983-07-29 KR KR1019830003540A patent/KR840005624A/ko not_active Withdrawn
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5075760A (ja) * | 1973-11-07 | 1975-06-21 | ||
| JPS546443A (en) * | 1977-06-16 | 1979-01-18 | Sharp Corp | Voltage control oscillation circuit |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6118898A (ja) * | 1984-07-06 | 1986-01-27 | 株式会社日立製作所 | 放射性廃棄物固化体及びその製造方法 |
| DE3632458A1 (de) * | 1985-09-25 | 1987-04-02 | Toshiba Kawasaki Kk | Stromgesteuerter oszillator |
| DE3632458C2 (ja) * | 1985-09-25 | 1988-09-29 | Kabushiki Kaisha Toshiba, Kawasaki, Kanagawa, Jp |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2124444A (en) | 1984-02-15 |
| DE3327249C2 (de) | 1986-01-16 |
| GB8319774D0 (en) | 1983-08-24 |
| US4492914A (en) | 1985-01-08 |
| GB2124444B (en) | 1986-03-12 |
| DE3327249A1 (de) | 1984-02-09 |
| JPH0324815B2 (ja) | 1991-04-04 |
| KR840005624A (ko) | 1984-11-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH03259611A (ja) | アクティブ・フィルタ | |
| JPS5922433A (ja) | 温度補償用回路 | |
| JPS63136712A (ja) | 差動比較回路 | |
| US4388539A (en) | Integrated circuit comprising a plurality of voltage-current converters | |
| US3064144A (en) | Bipolar integrator with diode bridge discharging circuit for periodic zero reset | |
| JPS5812764B2 (ja) | オンドホシヨウケイエミツタケツゴウマルチバイブレ−タカイロ | |
| US4314326A (en) | Rectifying circuit with zero correction | |
| US4717892A (en) | Current-controlled multivibrator with temperature compensation | |
| JPH0588563B2 (ja) | ||
| JPS6226606B2 (ja) | ||
| EP0484921B1 (en) | Differential circuit for converting a single phase signal into complementary signals | |
| JPH05324108A (ja) | 定電流出力回路 | |
| JP2581388B2 (ja) | データ反転回路 | |
| JPS5843299Y2 (ja) | 台形波発生回路 | |
| JPH053929B2 (ja) | ||
| JPS6019372Y2 (ja) | 温度補償回路 | |
| JPH0326674Y2 (ja) | ||
| JPH0468606A (ja) | 非線形可変利得回路 | |
| JPH06120784A (ja) | ウインドウコンパレータ | |
| JPH0122288Y2 (ja) | ||
| JPS59117817A (ja) | 発振回路 | |
| JP2739953B2 (ja) | ビデオ信号クランプ装置 | |
| JPS58141012A (ja) | バイアス回路 | |
| GB2139030A (en) | Current mirror circuit | |
| JPS6258189B2 (ja) |