JPS592420B2 - 同期復調装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は符号伝送用変復調装置に関し、特にその同期
復調方式に関するものである。

高速度符号を伝送するための変調方式としては位相変調
（ＰＳＫ■Ｐｈａｓｅ’ＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）ある
いは直交振幅変調（ＱＡＭ：ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍ
ｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）がよく用いられ
る。

上述のＰＳＫ又はＱＡＭはよく知られているので、その
一般的な説明は省略するが、一般に符号はサブキャリア
によつて伝送されＰＳＫでは符号に対応してサブキャリ
アの位相をたとえば９００の整数倍変化させ、ＱＡＭで
は符号に対応してサブキャリアの位相と振幅とを同時に
変調して伝送する。したがつてこのような被変調信号を
同期復調するには、復調装置内で上記サブキャリアと同
一の周波数と位相を有する位相同期サブキャリアを発生
し、この位相同期サブキャリアと上記被変調信号とを乗
算しなければならない。たとえば符号のレベル“１’’
と’“０’’に対応して被変調信号がｃｏｓωｃｔの位
相とＳｌｆｌωｃｔの位相を有するとき、位相同期サブ
キャリアの位相をＣＯＳ（ｊＣｔとして乗算すれば（Ｃ
ＯＳ（Ｄｅを）２■１／２（１〜Ｃ０Ｓ２ωｃｔ）およ
びｃｏｓ（！）ｓをｓｌｎωｃｔ＝１／２ｓｌｎ２ωｃ
ｔの積を得、これらの積をローパスフィルタ（以下ＬＰ
Ｆと略記する）により平均化すれば前者では一定の出力
を得、後者では出力が０となるので元の符号を再現する
ことができる。また位相同期サブキャリアの位相をＳｌ
ｎωｃｔとすれば上記の積はそれぞれｓｌｎωｃｔｃｏ
ｓωｃｔ■１／２ｓ１ｎ２ωｃｔ、（５１ｎＣ１）Ｃｔ
）２＝１／２（１＋ｃｏｓ２ωｃｔ）となり、同様に同
期復調の目的を達することができる。一般に同期復調の
場合は互に９００位相の異なる２つのサブキャリア（た
とえばＣＯＳ（ｌ）ＣｔとＳｌｎ（ｊ）Ｃｔ）を同時に
発生し、同一の被変調信号に対し各別に乗算を行なうこ
とにより位相と振幅とが同時に変調されている信号をも
同期復調できるようにしてあることはよく知られている
所である。この位相同期サブキャリアは受信信号から再
生せねばならないが、ＱＡＭのように振幅と位相とが同
時に変調された信号から直接位相同期サブキャリアを再
生するのは困難なので、通常は符号判定回路の入力と出
力とから位相誤差情報を求めて、位相同期用サブキヤリ
アの位相を補正する方式が用いられている。

第１図は従来の同期復調装置の一例を示すプロツク線図
、第２図は従来の同期復調装置の他の例を示すプロツタ
線図であつて、これらの図において１は被変調信号の入
力端子、２，３はそれぞれ乗算器、４は同期復調用サブ
キヤリア発生回路で、図に示す例ではＶＣＯ（電圧制御
発振器）が用いられ、５，６はそれぞれＬＰＦｌ７はタ
イミング抽出回路、８は標本化回路、９は符号判定回路
、１０，１１はそれぞれ判定化された符号の出力端子、
１２は位相誤差検出回路、１３は位相補正回路、１４は
固定周波数の同期復調用サブキヤリア発生回路である。

乗算器２は端子１からの被変調信号とＣＯＳ（！）。

ｔの位相の位相同期サブキヤリア信号との乗算器、乗算
器３は上記被変調信号とＳｌｎω。ｔの位相の位相同期
サブキヤリア信号との乗算器であり、上記被変調信号の
とり得る位相はＣＯＳＣ！）。ｔとであると ｃすれば
、乗算器２，３の出力をそれぞれＬＰＧ５，６を通すこ
とにより、ＱＡＭの同相成分、直交成分それぞれのベー
スバンド信号が得られる。タイミング抽出回路７はこの
ようにして得たベースバンド信号すなわち復調信号から
標本化パル ５スを抽出し、この標本化パルスを標本化
回路８に加える。標本化回路８にはＬＰＦ５，ＬＰＦ６
から出力したそれぞれのベースバンド信号が入力されて
おり、これらのベースバンド信号は標本化パルスにより
いずれも標本化される。符号１，２，３，．５，６，７
，８の部分の動作は第１図の例においても第２図の例に
おいても同様である。標本化回路８の出力は第１図の例
では符号判定回路９に加えられ、同相成分、直交成分そ
れぞれの判定出力が出力端子１０および１１から出力さ
３れる。

伝送される信号は論理゜“１“の状態と論理“０”の状
態の２値だけを有する符号を基として構成され、したが
つて端子１０および１１から出力される信号も論理“１
“と論理゛０“の２値を有する符号を基として構成され
るので、この事実 ４を利用して符号判定回路９を構成
することができる。たとえば被変調信号の入力端子１の
信号がＣＯｓ（！）Ｃｔの位相にあるとき、乗算器２，
３に入力される位相同期サブキヤリアの位相がそれぞれ
ＣＯｓＯ）Ｃｔ，ｓｌｎ（！）。ｔであればＬＰＦ５，
６の出力はそれぞれ論理“１”と論理“Ｏ”とになるが
、もし位相同期サブキヤリアの位相がずれてそれぞれＣ
Ｏｓ（ωＣｔ−△φ），Ｓｌｎ（ω０ｔ−△φ）となつ
た時はＬＰＦ５，６の出力はそれぞれＣＯｓΔφ，Ｓｌ
ｎ△φに比例するものとなり、論理゛１゛，゜“０”の
レベルからずれる結果になる。符号判定回路９はたとえ
ば土述の例ではＣＯｓΔφのレベルを論理゜“１”と、
Ｓｌｎ△φのレベルを論理゜“Ｏ゛とそれぞれ判定する
。符号判定回路９の入力と出力はまた、位相誤差検出回
路１２に加えられて、入力ベースバンド信号と判定出力
との間の位相誤差情報（上述の例では角度Δφに関連す
る信号）が出力される。

位相誤差情報はサブキヤリア発生回路４のＶＣＯに帰還
され位相誤差を減小させる方向に位相同期サブキヤリア
の位相を修正する。第２図に示す例では、同期用サブキ
ヤリア発生回路１４において固定周波数の位相同期サブ
キヤリアを発生し、標本化回路８と符号判定回路９との
間に位相補正回路１３を設けて、位相同期サブキヤリア
の位相のずれによつて復調信号に生ずる誤差を修正し、
位相補正回路１３の出力点においては復調信号に残存す
る誤差が常にＯに近い値になるよう自動制御する。

たとえば人力端子１から入力される被変調信号に対しサ
ブキヤリア発生回路１４の出力電圧の位相がφだけずれ
ていて“１１，“Ｏ゛となるべき復調信号が“ＣＯｓφ
”，“Ｓｌｎφ”の如くなつた場合、これらのベースバ
ンド信号を入力してそれぞれ″ＣＯｓ（φ−φ″）゛“
Ｓｌｎ（φ−（！／）゛に相当する信号として出力する
。

したがつて第２図の位相誤差検出回路１２の入力は位相
補正回路１３の出力の“ＣＯｓ（φ一φ゛）゛，“Ｓｌ
ｎ（φ−φ″）”に相当する信号と符号判定回路９の出
力の“１゛，“０゛に相当する信号とであつて、その誤
差は位相誤差△φ＝φ一φ″に相当する。位相補正回路
１３ではたとえばφ５（ｎ）＝φ″（ｎ−１）＋β△φ
（ｎ−１）（但しｎは標本化回路８の標本化時点ＮＴ（
Ｔは標本化周期）を表わす整数。βは正の定数。）とい
う式により、φ″を逐次修正するものとすると、この負
帰還ループはループゲインβ／（ｊ（ｌ）Ｔつのいわゆ
る１次のＰＬＬ（ＰｈａｓｅＬＯｃｋＬＯＯｐ）として
動作し、φ″（ｎ）′− φ（ｎ）となるように自動制
御が行われる。実際の設計では４，８００ビツト／秒以
上の高速度符号伝送用復調装置においては、標本化回路
８の後に２次元トランスバーサル形の等化器が挿入され
ることが多く、また本願出願人が出願した昭和５２年特
許願第１８３１７号に開示したように上記２次元トラン
スバーサル形の等化器と位相補正回路１３とを一体化し
て設計し、第２図の位相補正回路１３のかわりに位相補
正機能付２次元トランスバーサル等化器が用いられる場
合もあるが、このような等化器はこの発明とは直接の関
連をもつてないのでその説明を省略する。

ところで、最近のデイジタルＩＣ技術の進歩により、第
１図又は第２図の回路は、デイジタル回路で構成される
ことが多い。

この場合被変調信号はＡ−Ｄ変換器を用いてデイジタル
符号化されて入力端子１に加えられる。このようなデイ
ジタル方式の復調装置においては、上記被変調信号をデ
イジタル符号化するためのＡ−Ｄ変換用の標本化周波数
とサブキヤリア周波数とを同期させると乗算器２，３の
回路を簡単化することができるという利点がある。たと
えばサブキヤリア周波数ＦｃがＦｃ＝ωｏ／２πのとき
、標本化の周期をＴｓ＝π／２ωｃとし、標本化の時点
をｔ＝ＮＴｓ（ｎは整数）とすれば、標本化の時点にお
いてはωＣｔ＝ｎπ６となり、［（−１）１−１）イ？
ｎ＝奇数となりＣＯｓ（！）ＣｔとＳｌｎωＣｔの取り
得る値はＯおよび±１だけとなり、乗算回路２，３を簡
単化し得ることは容易に理解できる所である。

この場合、入力端子１から入力されるデイジタル符号化
された被変調信号の標本化周波数の位相ジツタはなるべ
く小さいことが要求される。

第１図の方式では回線の位相ジツタにサブキヤリアを追
従させるとサブキヤリアの位相ジツタが大きくなり、ま
たサブキヤリアの位相ジツタを抑えるために、回線の位
相ジツタには追従させず、その平均位相にだけ追従させ
るようにすると位相誤差が大きくなり符号誤りが生じ易
くなる欠点を有する。第２図の方式では第１図の方式に
おける上述の欠点は除去され、回線の位相ジツタによる
誤差は位相補正回路１３によつて補正される。したがつ
て第２図に示す回路はデイジタル方式を用いて同期用サ
ブキヤリア発生回路１４と乗算器２，３を簡単化するこ
とのできる回路であるが、回路の簡単化という点ではな
お改善すべき欠点が残つている。

その欠点はタイミング抽出回路７から出力される標本化
パルスは入力信号の標本化周波数とは同期してないので
、標本化回路８で入力ベースバンド信号を標本化すべき
各時点は、ＬＰＦ５，６からベースバンド信号が出力さ
れる時点（この時点は入力信号が上述のＡ−Ｄ変換器に
よつて標本化される時点に一致する）とは必ずしも一致
せず、したがつて標本化回路８では標本化すべき時点の
前後の入力ベースバンド信号から、標本化時点でのベー
スバンド信号の値を推定するための補間計算を行なう必
要があり、そのため標本化回路８が複雑化するという点
にある。この発明は従来の同期復調装置における上述の
欠点を除去し、標本化回路８における上記補間計算を不
要とし、復調装置の回路を簡単化した復調装置を提供す
ることを目的とするものである。

上述の目的は同期用サブキヤリア発振器の出力（一般的
には位相同期復調用信号）をタイミング抽出回路７の出
力である標本化パルスにより同期することによつて達成
できるものであつて、以下更に図面について実施例を説
明する。第３図はこの発明の一実施例を示すプロツク線
図で、第２図と同一符号は同一部分を示し、１５は分周
逓倍器である。

分周逓倍器１５はタイミング抽出回路７の出力である標
本化パルスを入力しＭてその周波数の一（ここにＭ，Ｎ
はそれぞれ正のＮ整数とする）の周波数の電圧を発生し
、これを位相同期サブキヤリアとして乗算器２，３に加
える同期用サブキヤリア発生器１５である。

したがつて分周逓倍器１５は入力周波数をＭ逓倍、Ｎ分
周して出力周波数を発生してもよろしく、また独立Ｍの
発振器の発振周波数を入力周波数の一に同期しＮてもよ
い。

この明細書では一般的な表現を用い位相同期復調用信号
を標本化パルスにより同期すると称するが、上記逓倍、
分周の場合をも含むことは申すまでもない。第３図の回
路が第２図の回路と異る点は固定周波数の復調用サブキ
ヤリア発生回路１４のかわりに、分周逓倍器１５により
タイミング抽出回路７の出力周波数に同期した位相同期
サブキヤリアを発生した点である。

たとえばタイミング抽出回路７の出力、すなわち標本化
パルスの周波数が２，４００Ｈｚであつてサブキヤリア
周波数が１，８００Ｈｚの場合は分周逓倍器１５におい
てＭ＝３，Ｎ＝４とすればよい。

このようにしてデイジタル方式の復調装置を構成する場
合、サブキヤリア周波数Ｆｃ−ωｏ／２π一１，８００
Ｈｚに対し上述のようにＡ−Ｄ変換用の標本化周期をＴ
８−π／２ωｃ−１／４ｆｃとすると、ＣＯＳ（！）。
ｔおよびＳｌｎω。ｔの取り得る値はＯ又は±１たけと
なり、同期用サブキャリア発生回路１５と乗算器２，３
が極めて簡単化される上、標本化回路の標本化周期Ｔは
Ｔ−２４００＝３ＴＳとＴｓの整数倍となり、かつＴｓ
は常にＴに同期しているので標本化回路８では補間計算
を行なう必要はなく、ＬＰＦ５，６の出力信号を単にサ
ンプリング（連続する入力信号パルスの３本のパルスご
とに１本のパルスを抽出）するだけでよく、標本化回路
８も極めて簡単化される。上述の数値例から容易に理解
できるように、分周逓倍器１５におけるＭ，Ｎの値は共
に小さな整数である場合が同期復調装置の回路を簡単化
する目的に対し有利である。

他の数値例として標本化パルスの周波数が２，４００Ｈ
ｚであつて、端子１から入力される被変調信号のサブキ
ヤリア周波数が１，７００Ｈｚである場合を考えると、
この場合は同期用サブキヤリア発振回路１５の出力周波
数ＦｃをＦｃ−２４００ＨｚＸ−弓１７１４１｛ｚとす
る。

またこの場合Ａ−Ｄ変換用の標本化周期ＴｓをＴｓ＝一
に選ぶと、標本化回７ｆｃ転８の標本化周期ＴはＴ＝５
Ｔｓとなりやはり補間計算は不要となる。

たマしＡ−Ｄ変換用の標本化の時点ｔ＝ＮＴｓにおいて
ω。ｔ−２πｎ／７となり、ＣＯＳ（！）ＣｔおよびＳ
ｌｎ（１）Ｃｔの取り得る値は１４個となり、サブキヤ
リアが１，８００Ｈｚの場合に比べるとサブキヤリア発
生回路１５と乗算器２，３は若干複雑になるが、ω０ｔ
が任意の値をとる場合に比べれば相当簡単になる。一般
に高速度符号伝送の場合、送信側で符号を作るタイミン
グ凋波数は水晶発振器等から作られ極めて安定しており
、受信側のタイミング抽出回路７ではそのような安定な
送信側タイミング周波数に追従できれはよいので位相ジ
ツタを十分抑制することができ、したがつて分周逓倍器
１５の出力周波数も位相ジツタが充分に抑制されている
ので、第３図の位相補正回路１３の動作は第２図の位相
補正回路１３において、同期用サブキヤリア発振回路１
４が固定周波数の位相同期用サブキャリアを乗算回路２
，３に加える場合とほゾ同様な動作をし、ほマ同等の性
能を発揮する。

以上のようにこの発明によれば、デイジタル方式の同期
復調装置を構成する場合、性能を低下させることなく回
路を簡単化し侍るという効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の同期復調装置の一例を示すプロツク線図
、第２図は従来の同期復調装置の他の例を示すプロツク
線図、第３図はこの発明の一実施例を示すプロツク線図
である。 図において１は被変調信号の人力端子、２，３はそれぞ
れ乗算器、４は同期復調用サブキヤリア発生回路（ＶＣ
Ｏを用いたもの）、５，６はそれぞれＬＰＦ、７はタイ
ミング抽出回路、８は標本化回路、９は符号判定回路、
１０，１１はそれぞれ判定された符号の出力端子、１２
は位相誤差検出回路、１３は位相補正回路（または位相
補正機能付二次元トランスバーサル等化器）、１４は同
期復調用サブキャリア発生回路（固定周波数発振器を用
いたもの）１５は同期復調用サブキヤリア発生回路（分
周逓倍器を用いたもの）である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 被変調信号に位相同期復調用サブキャリアを乗算し
   て同期復調した復調信号から標本化パルスを抽出しこの
   標本化パルスによつて上記復調信号を標本化する同期復
   調装置において、上記被変調信号は所定の標本化周期で
   ディジタル符号化されたディジタル信号として与えられ
   、このディジタル信号に上記位相同期復調用サブキャリ
   アを乗算する手段は上記ディジタル信号の各標本化時点
   における当該ディジタル信号の値に上記位相同期復調用
   サブキャリアの当該時点における位相の余弦及び正弦を
   表すディジタル数をそれぞれ乗算する手段を含み、上記
   復調信号から抽出した標本化パルスにより上記位相同期
   復調用サブキャリアを上記余弦及び正弦を表すディジタ
   ル数の種類を少数にしかつその数値が簡単な数値となる
   ように同期する手段を備えたことを特徴とする同期復調
   装置。