JPS5928085B2

JPS5928085B2 - 復調回路

Info

Publication number: JPS5928085B2
Application number: JP5573675A
Authority: JP
Inventors: 光男大沢
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1975-05-08
Filing date: 1975-05-08
Publication date: 1984-07-10
Also published as: JPS51131251A

Description

【発明の詳細な説明】例えばＦＭ受信機のＡＦＣ回路は、第１図のように構成
されている。

すなわち、１は中間周波アンプ、２はＦＭ復調回路で、
これよりの復調信号が、ステレオ復調回路３に供給され
ると共に、ローパスフィルタ４に供給されて中間周波数
ｆｉのドリフトに対応して極性及びレベルの変化する直
流電圧、すなわち、ＡＦＣ電圧が取わ出され、このＡＦ
Ｃ電圧が、局部発振回路５の局発バリコン（可変コンデ
ンサ）Ｃａ及び局発コイルＬａに並列接続された可変容
量ダイオードＤａに供給される。なお、ＳａはＡＦＣス
イッチである。ところがこの場合、ＡＦＣ電圧は、第２
図に実線で示すように中間周波数ｆｉに対応して極性及
びレベルが変化するので、ＡＦＣ電圧にかかわらずダイ
オードＤａを逆バイアス状態とするには、図のように定
電圧ダイオードＤｂを接続してダイオードＤａに逆バイ
アス電圧を与えておかなければならない。

またＦＭ受信機は、日本では、局部発振周波数が受信周
波数よりも低いローアーヘテロダインであるが、例えば
アメリカでは、局部発振周波数が受信周波数よりも高い
アッパーヘテロダインなので、アメリカ向けの機種では
、中間周波数ｆｉに対するＡＦＣ電圧の極性及びレベル
変化は、第２図に破線で示すように、日本向けの機種の
ものとは、逆でなければならず、このため同じ復調回路
２でも、日本向けとアメリカ向けとで、レシオ検波用の
ダイオードＤｃ、Ｄｄの極性を逆にしなければならず、
量産時の支障となつてしまう。

すなわち、ＦＭ受信機では、一般に、フロントエンドと
、中間周波アンプ１及び復調回路２とは、別のプリント
基板に組むので、ローアーヘテロダインでも、アッパー
ヘテロダインでも中間周波アンプ１及び復調回路２につ
いては同じものでよいはずであるが、ダイオードＤｃ、
Ｃｄの極性を逆にするため同じにできず、量産性が悪く
なる。本発明は、これらの問題点を解決することができ
ると共に、さらにミユーテイング機能をも有するＦＭ復
調回路を提供しようとするものである。

このため本発明においては、第３図に破線及び実線で示
すように、中間周波数ｆ１に対応してレベルが互いに逆
方向に変化し、しかも定電圧ダイオードＤｂによる逆バ
イアス電圧に相当する基準の直流レベルＶ２を有する２
つの復調信号Ｓｌ，Ｓ２が得られるようにしたものであ
る。まず本発明の理解を容易にするため基本となる部分
について説明しよう。今、第４図Ａに示すように抵抗器
Ｒ１〜Ｒ３、コイルＬ１、コンデンサＣｌ，Ｃ２及びト
ランスＭ１を接続した回路において、人力電圧ｅ１に対
する出力電圧Ｅ。

の利得１Ｇ１、移相量φ、群遅延時間γの周波数特性を
求めると、第４図Ｂのようになジ、抵抗器Ｒ，，Ｒ２を
小さくしておけば、周波数１０．７ＭＨｚに対して±１
ＭＨｚの帯域内では、利得１Ｇ１はほぼ一定となジ、ま
た移相量φは周波数１０，７ＭＨｚで−９♂となると共
に、周波数にほぼ比例して変化し、さらに群遅延時間γ
はほぼ一定となる。すなわち、この回路は移相回路であ
る。また第５図Ａの回路は、カレントミラー回路と呼ば
れている回路の１つで、トランジスタＱ１とＱ２との特
性が等しいとすれば、トランジスタＱ，とＱ２とは等し
いベースバイアス状態にあるので、トランジスタＱ２の
コレクタ電流は、トランジスタＱ１のコレクタ電流に等
しくなる。

そしてさらにトランジスタＱ３の特性も、トランジスタ
Ｑ，の特性に等しければ、トランジスタＱ３のコレクタ
電流もトランジスタＱ，のコレクタ電流に等しくなる。
すなわち、あたかも鏡で反射したかのように、トランジ
スタＱ１のコレクタ電流と、トランジスタＱ２，Ｑ３の
コレクタ電流とは等しくなる。またトランジスタＱ１〜
Ｑ３の特性を違えれば、あるいは、破線で示すように抵
抗器Ｒ。を接続すれば、トランジスタＱ１〜Ｑ３のコレ
クタ電流の大きさを違えることができる。さらに第５図
Ｂに示すように、トランジスタＱ，〜Ｑ３にエミツタ抵
抗器を接続したク、トランジスタＱ１のコレクタを直接
ではなくエミツタフオロワのトランジスタＱ。を通じて
そのベースに接続することもできる。本発明は、以上の
点に着目してＦＭ復調回路を構成するもので、以下その
一例について第６図及び第９図によ勺説明しよう。

第６図は基本となるスイツチング回路を示すもので、こ
の図において、１１〜１３は差動アンプで、これらはダ
ブルバランス型の位相比較回路（乗算回路）を構成して
いる。

すなわち、トランジスタＱｌｌを定電流源としてトラン
ジスタＱｌ２，Ｑｌ３によ）第１の差動アンプ１１が構
成され、トランジスタＱｌ２，Ｑｌ３のベースに中間周
波トランスＭ２より互いに逆相の申間周波信号が供給さ
れると共に、バイアス電源Ｖ１よりバイアス電圧が供給
される。またトランジスタＱｌ２を定電流源としてトラ
ンジスタＱｌ４，Ｑｌ５により第２の差動アンプ１２が
構成され、さらにトランジスタＱｌ３を定電流源として
トランジスタＱｌ６，Ｑ，７により第３の差動アンプ１
３が構成されると共に、これら差動アンプ１２，１３は
、それらの入力端及び出力端間が、互いに逆関係となる
ように並列接続される。また、バツフア用としてトラン
ジスタＱｌ８がトランジスタＱｌ３と同様に設けられ、
中間周波トランスＭ２よりの中間周波信号が、トランジ
スタＱｌ８を通じて第４図Ａにおいて説明した移相回路
３０に供給されて第４図Ｂに示すような特性の中間周波
信号とされ、この中間周波信号が、差動アンプ１２，１
３のトランジスタＱ，５，Ｑｌ６に供給されると共に、
バイアス電源Ｖ２よジ直接あるいは抵抗器Ｒ４及び移相
回路３０を通じて差動アンプ１２，１３のトランジスタ
Ｑ，４〜Ｑ，７にバイアス電圧が供給される。

なおこの場合、トランジスタＱ，８の出力インピーダン
ス及び抵抗器Ｒ，が、第４図Ａの抵抗器Ｒ１に対応する
。またトランジスタＱｌ，は、トランジスタＱｌ８との
バランスを取るためのものである。さらに、トランジス
タＱ２ｌ〜Ｑ２３により第１のカレントミラー回路２１
が構成され、トランジスタＱ２ｌのコレクタがトランジ
スタＱｌ４，Ｑｌ６のコレクタに接続され、トランジス
タＱ２２のコレクタが第１の出力端子Ｔ１に接続される
と共に、トランジスタＱ２４〜Ｑ２６により第２のカレ
ントミラー回路２２が構成され、トランジスタＱ２４の
コレクタがトランジスタＱｌ，，Ｑｌ７のコレクタに接
続され、トランジスタＱ２５のコレクタが第２の出力端
子Ｔ２に接続される。

またトランジスタＱ，，，Ｑ，２によシ第３のカレント
ミラー回路２３が構成され、トランジスタＱ３ｌのコレ
クタがトランジス夕Ｑ２６のコレクタに接続され、トラ
ンジスタＱ３２のコレクタが端子Ｔ１に接続されると共
に、トランジスタＱ３３，Ｑ３４によジ第４のカレント
ミラー回路２４が構成され、トランジスタＱ３３のコレ
クタがトランジスタＱ２３のコレクタに接続され、トラ
ンジスタＱ３４のコレクタが端子Ｔ２に接続される。さ
らに端子Ｔｌ，Ｔ２とバイアス電源２との間に、互いに
等しい抵抗器Ｒ５，Ｒ６が接続される。なお、Ｔ３は電
源端子である。そして端子Ｔｌ，Ｔ２に対して、さらに
第９図に示すように素子が接続される。

すなわち、第９図において、４０は第６図に｝いて説明
したスイツチング回路を示し、端子Ｔｌ，Ｔ２間に、コ
ンデンサＣｌｌが接続されると共に、コンデンサＣｌ２
とＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ４ｌ）のドレイン・ソース間との
直列回路が接続され、ＦＥＴ（Ｑ４ｌ）のドレイン・ソ
ース間に抵抗器Ｒｌ，が並列接続される。また中間周波
アンプ１より中間周波信号の一部が、ミユーテイング信
号形成回路５０に供給されてミユーテイング信号が形成
され、このミユーテイング信号がＦＥＴ（Ｑ４ｌ）のゲ
ートに供給される。そして端子Ｔ１に得られる信号がエ
ミツタフオロワのトランジスタＱ４２を通じて端子Ｔｌ
４に取り出されると共に、端子Ｔ２に得られる信号がス
テレオ復調回路３に供給される。さらに、端子Ｔ，，Ｔ
２間に抵抗器Ｒ２ｌとコンデンサＣ２ｌと抵抗器Ｒ２２
との直列回路が接続され、またコンデンサＣ２ｌにデプ
レツシヨンタイプのＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ５ｌ）のドレイ
ン・ソース間が並列接続され、そのゲートが抵抗器Ｒ３
２を通じて電源端子Ｔｌ３に接続されると共に、スイツ
チＳｌｌを通じて接地される。

そしてコンデンサＣ２ｌの両端よシ端子Ｔｌｌ，Ｔｌ２
が引き出されると共に、端子Ｔｌｌに得られる信号が、
局部発振回路５の可変容量ダイオードＤａに供給される
。な卦抵抗器Ｒ２ｌ，Ｒ２２の値は、互いに等しくされ
る。このような構成によれば、中間周波トランスＭ２よ
りの中間周波信号は、トランジスタＱｌ２，Ｑｌ３のベ
ースに互いに逆相に供給されるので、トランジスタＱ，
２，Ｑ，３は、第７図Ａ，Ｂに示すように互いに逆相で
オンオフされる。そしてこのとき、トランジスタＱｌ８
がトランジスタＱｌ３と同相でオンオフされると共に、
その出力が、移相回路３０により第４図Ｂに示す位相特
性φで遅相されて差動アンプ１２，１３のトランジスタ
Ｑｌ，，Ｑｌ６に供給される。従つて、トランジスタＱ
ｌ５，Ｑｌ６及びＱｌ４，Ｑｌ７は、第７図Ｃ，Ｄに示
すように、中間周波数Ｆｉが中心周波数１０．７ＭＨｚ
のときには、トランジスタＱｌ２，Ｑｌ３のオンオフに
対して９０トの遅れとなり、中心周波数１０．７ＭＨｚ
よジも低いときには９（ｆより小さい遅れとなり、さら
に中心周波数１０．７ＭＨｚよジも高いときには、９０
０よ如も大きい遅れでオンオフされる。そしてトランジ
スタＱｌ４のコレクタ電流１Ｃ１４は、トランジスタＱ
ｌ２，Ｑｌ４がオンのときに流れるので、このコレクタ
電流１Ｃ１４は第７図Ｅに示すようになり、またトラン
ジスタＱｌ６のコレクタ電流１Ｃ１６は、トランジスタ
Ｑｌ３，Ｑｌ６がオンのときに流れるので、コレクタ電
流１Ｃ１６は第７図Ｆに示すようになる。従つてコレク
タ電流１Ｃ１４とＩＣｌ６との和の電流（すなわちトラ
ンジスタＱ２ｌのコレクタ電流１ｃ２，）は、第７図Ｇ
に示すように、中間周波数Ｆｉの２倍の周波数で、中間
周波数Ｆｉが中心周波数１０．７ＭＨｚのときには、デ
ユーテイーレシオが５０％になり、中間周波数Ｆｉが中
心周波数１０．７ＭＨｚよジ偏移したときには、その偏
移量に比例したデユーテイーレシオの交番電流となる。
また同様にしてトランジスタＱｌ５，Ｑｌ７のコレクタ
電流１Ｃ１５，ＩＣ１７及びこれらの和の電流（トラン
ジスタＱ２４のコレクタ電流１Ｃ２４）は、第７図Ｈ，
Ｉ及びＪに示すようになる。

すなわち、コレクタ電流１Ｃ１４，ＩＣ，６の和の電流
と、コレクタ電流１Ｃ１５，ＩＣ１７の和の電流とは、
互いに逆相になる。そしてコレクタ電流１Ｃ１４，ＩＣ
１６の和の電流は、トランジスタＱ２ｌのコレクタ電流
１Ｃ２１であジ、このトランジスタＱ２，とトランジス
タＱ２２とはカレントミラー回路２１を構成しているの
で、トランジスタＱ２２のコレクタ電流１Ｃ２２も第７
図Ｇに示すようになる。

またトランジスタＱ２４，Ｑ２６，Ｑ３ｌ，Ｑ３２のコ
レクタ電流をＩＣ２４，ｌＯ２６，ｌＯ３ｌ，ＩＣ３２
とすれば、同様にも第７図Ｊに示すようになる。そして
この場合、コレクタ電流１Ｃ２２（第７図Ｇ）が増加し
ているときには、コレクタ電流Ｉｃ，２（第７図Ｊ）は
減少していて、逆にコレクタ電流１Ｃ２２が減少してい
るときには、コレクタ電流１Ｃ３２は増加しているので
、これらコレクタ電流１Ｃ２２とＩＣ３２との差の電流
は、抵抗器Ｒ５を通じて電源Ｖ２より流れることになる
。

すなわち、抵抗器Ｒ５には、第７図Ｋに示すように、コ
レクタ電流１Ｃ２２とＩＣ３２との差の電流が流れる。
従つて抵抗器Ｒ５には、この差の電流によつてやはう第
７図Ｋに示すような交番電圧、すなわち中間周波数Ｆｉ
の２倍の周波数で、中間周波数Ｆｉが中心周波数１０．
７ＭＨｚのときには、デユーテイーレシオが５０％にな
う、中間周波数Ｆｉが中心周波数１０．７ＭＨｚよう偏
移したときには、その偏移量に比例したデユーテイーレ
シオの交番電圧Ｅ１が得られる。またこの場合、コレク
タ電流１Ｃ２２，ＩＣ３２の直流成分について考えると
、これら直流成分は互いに等しいので、これら直流成分
が抵抗器Ｒ５を流れることはなく、従つてトランジスタ
Ｑ２２，Ｑ３，のコレクタ電流電位は、電源Ｖ２の電圧
Ｖ２になる。

従つて、端子Ｔ１には、直流レベルがＶ２の交番電圧Ｅ
１が得られる。

そしてまつたく同様にして端子Ｔ２には、直流レベルが
Ｖ２の交番電圧Ｅ２が得られる。

ただしこの場合、交番電圧Ｅ２は、中間周波数Ｆｉの２
倍の周波数で、中間周波数Ｆｉが中心周波数１０．７Ｍ
Ｈｚのときには、デユーテイーレシオが５０％になり、
中間周波数が偏移したときには、交番電圧Ｅ１とは逆の
関係に、デユーテイーレシオが変化する。すなわち）ト
ラ２ジ３夕Ｑ２２９Ｑ３２９Ｑ２５９Ｑ３４がそれぞれ
定電流信号源として働くので、この第６図の回路は、等
価的に第８図Ａのように示され（ＩＣ２５ｆＩＣＳ４は
トラ２ジ３夕Ｑ２５′Ｑ３４のコレクタ電流）、さらに
第８図Ａの等価回路は、第８図ＢあるいはＣのように変
形できる。

従つて端子Ｔｌ，Ｔ２に、直流レベルがＶ２で、互いに
逆相の交番電圧Ｅｌ，Ｅ２が得られる。そして第９図に
示すように、端子Ｔｌ，Ｔ２間にはコンデンサＣｌ，が
接続されているので、このコンデンサＣ，ｌを通じて電
圧Ｅｌ，Ｅ２の２倍の中間周波数成分は互いに相殺され
、従つてコンデンサＣｌｌの一端には、第３図に破線で
示すように、直流レベルがＶ２で、中間周波数Ｆｉの上
昇と共にレベルが上昇する信号、すなわち復調信号Ｅｌ
ｌが得られ、またコンデンサＣｌ，の他端には、第３図
に実線で示すように、直流レベルがＶ２で、信号Ｅｌｌ
とは逆相の復調信号Ｅｌ２が得られる。

そしてこの場合、ミユーテイング信号形成回路５０より
のミユーテイング信号によりＦＥＴ（Ｑ４ｌ）がオフで
あれば、復調信号ＥｌｌがトランジスタＱ４２を通じて
端子Ｔｌ４に取ジ出され、これによ勺４チヤンネルステ
レオ時には４チヤンネルステレオ復調ができると共に、
復調信号Ｅｌ２がステレオ復調回路３に供給され、これ
により２チヤンネルステレオ復調あるいはモノラル再生
が行われる。またミユーテイング信号形成回路５０よシ
のミユーテイング信号によ′／０ＦＥＴ（Ｑ４ｌ）がオ
ンとなれば、復調信号Ｅｌｌ，Ｅｌ２が、コンデンサＣ
ｌ２及びＦＥＴ（Ｑ４，）を通じて互いに加算されると
共に、このとき、復調信号Ｅｌｌ，Ｅｌ２は互いに逆相
なので、これら復調信号Ｅｌｌ，Ｅｌ２は互いに相殺さ
れ、従つて端子Ｔｌ４及び復調回路３には、信号が供給
されなくなる。

すなわち、ミユーテイングが行われる。なお抵抗器Ｒｌ
ｌは、ＦＥＴ（Ｑ４ｌ）のドレインとソースとを同電位
にするためのものである。さらに互いに逆相の復調信号
Ｅｌｌ，Ｅｌ２が抵抗器Ｒｌｌ，Ｒｌ２を通じてコンデ
ンサＣ２ｌに供給されると共に、このとき抵抗器Ｒ２ｌ
，Ｒ２２及びコンデンサＣ２ｌがローパスフイルタを構
成しているので、信号Ｅｌｌ，Ｅ，２中の交流成分（超
低周波成分以外の交流成分）が互いに相殺され、従つて
コンデンサＣ２ｌの両端には、やはう第３図に示すよう
に、直流レベルがＶ２で、中間周波数Ｆｉの変動に対し
てレベルが互いに逆方向に変化するＡＦＣ電圧Ｅ２ｌ，
Ｅ２２が得られる。

そしてこの場合、スイツチＳｌｌがオンのときには、Ａ
ＦＣ電圧Ｅ２ｌ，Ｅ２２の直流レベルＶ２によりＦＥＴ
（Ｑ５ｌ）はオフとされるので、端子ＴｌｌよりＡＦＣ
電圧Ｅ２ｌが局発回路５の可変容量ダイオードＤａに供
給され、ＡＦＣが行われる。

またスイツチＳｌｌをオ７とすれば、端子Ｔｌ３よジの
電圧＋ＶｃｃによＶ）ＦＥＴ（Ｑ５ｌ）がオンとされる
ので、ＡＦＣ電圧Ｅ２ｌ，Ｅ２２がＦＥＴ（Ｑ５ｌ）を
通じて互いに相殺され、従つてＡＦＣ電圧Ｅ２ｌ，Ｅ２
２は、中間周波数ＦｉにかかわらずレベルがＶ２の直流
電圧となシ、すなわち、ＡＦＣはオフとなる。こうして
ＦＭ復調、ミユーテイング及びＡＦＣが行われるわけで
あるが、この場合、本発明によれば、全く対称な復調信
号Ｅｌｌ，Ｅｌ２を得ることができるので、一方の信号
Ｅｌ，を４チヤンネルステレオ復調用出力として取ジ出
し、他方の信号Ｅｌ２をステレオ復調回路３のための出
力として取シ出すことができると共に、スイツチング回
路４０に対する信号の取ジ出し方が対称となつてバラン
スが取れる。

また復調信号Ｅｌｌ，Ｅｌ２によつてミユーテイングを
行うことができると共に、４チヤンネルステレオ復調用
の信号Ｅｌｌと、ステレオ復調回路３のための信号Ｅｌ
２とに対して１つのＦＥＴ（Ｑ４ｌ）によう同時にミユ
ーテイングを行うことができる。さらに、復調信号Ｅｌ
ｌは、復調信号Ｅｌ２に対して逆相なので、復調信号Ｅ
ｌ２から得られる左及び右チヤンネル信号のクロストー
ク相殺用の信号を、復調信号Ｅｌｌから形成することが
できる。

またＡＦＣ電圧Ｅ２ｌ，Ｅ２２は直流レベルＶ２を有す
るので、このＡＦＣ電圧Ｅ２ｌあるいはＥ２２でＡＦＣ
を行うには、第９図に示すように、単にＡＦＣ電圧Ｅ２
ｌあるいはＥ２２だけを可変容量ダイオードＤａに供給
すればよく、逆バイアス用に定電圧ダイオードなどを設
ける必要がない。また２つのＡＦＣ電圧Ｅ２ｌ，Ｅ２２
が得られると共に、これらＡＦＣ電圧Ｅ２ｌ，Ｅ２２の
変化方向は、互いに逆なので、ローアーヘテロダインの
ときと、アツパーヘテロダインのときとでは、第９図に
実線及び破線で示すように、端子Ｔｌｌ，Ｔｌ２と局発
回路５との接続を変更するだけでよい。

しかもその場合、局発回路５のあるフロントエンドと、
復調回路とは、二般に別のプリント基板に組まれるから
、その接続変更もフロントエンドのプリント基板と、復
調回路のプリント基板との間で行えばよく、簡単である
と共に、ローアーヘテロダイン用とアツパーヘテロダイ
ン用とで、復調回路のプリント基板を別々に用意する必
要がなく、従つて量産性にすぐれている。さらにＡＦＣ
スイツチＳｌｌをオフにしたときでも、オンにしたとき
でも、ＡＦＣ電圧Ｅ２ｌ，Ｅ２２の直流レベルは２で一
定であるから、同調操作時、同調が急に引き込まれたり
、とんだりすることがなく、フイーリングよく同調をと
ることができる。

また第９図に示すように、スイツチング回路４０は、移
相回路３０を除いてＩＣ化できる。

さらに、ＡＦＣスイツチＳｌｌがフローテイング接続に
ならず、接地できるど共に、ＡＦＣスイツチＳｌｌの配
置場所が問題にならなくなる。また例えばＦＥＴ（Ｑ５
ｌ）のピンチオフ電圧を２〜３Ｖ１電圧Ｖ２を５〜６Ｖ
とすることができ、これによｉ！）ＦＥＴ（Ｑ５ｌ）の
オンオフを上述の接続だけで確実に行うことができる。
な｝上述において、コンデンサＣｌｌに代えて直夕１洪
振回路により２倍の中間周波数成分を除去することもで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来例の接続図、第２図はその説明のための図
、第３図〜第５図、第７図及び第８図は本発明を説明す
るための図、第６図は本発明の一例の一部の接続図、第
９図は本発明の一例の接続図である。１は中間周波アンプ、３はステレオ復調回路、５は局部
発振回路、１１〜１３は差動アンブ、２１〜２４はカレ
ントミラー回路、４０はスイツチング回路、５０はミユ
ーテイング信号形成回路、ＳｌｌはＡＦＣスイツチであ
る。

Claims

【特許請求の範囲】

１ＦＭ信号が所定の移相特性を有する移相回路に供給
されて移相され、この移相出力と上記ＦＭ信号とが差動
構成の位相比較回路に供給されて位相比較され、この位
相比較回路を構成するトランジスタのコレクタからその
位相比較出力として互いに逆相同レベルの１対の出力電
流が取り出され、この１対の出力電流がカレントミラー
回路に供給されて上記１対の出力電流のうち、一方の出
力電流から他方の出力電流が減算されると共に、この減
算出力の出力端が第１の出力端子に接続され、上記１対
の出力電流が別のカレントミラー回路に供給されて上記
他方の出力電流から上記一方の出力電流が減算されると
共に、この減算出力の出力端が第２の出力端子に接続さ
れ、上記第１及び第２の出力端子が第１及び第２の抵抗
器を通じてバイアス電源に接続され、上記第１及び第２
の出力端子間にコンデンサ及びスイッチ手段の直列回路
が接続され、上記スイッチ手段がオンすることにより上
記第１及び第２の出力端子の出力がミユーテイングされ
る復調回路。